1. 工作状态

上面我们提到，三相三电平PFC可以看作是三个单相的PFC，每个单相相当于由两个Boost电路组成，在交流电压的正负半周交替工作，正半周如下所示：

图10 单相ON-OFF电流波形

以a相为例，驱动信号为高时，则开关管Q1导通（交流电压的正半周）或者Q2导通（交流电压的负半周）；驱动信号为低时，开关管Q1和Q2都关断。电压正半周时，a相上桥臂二极管导通；电压负半周时，a相下桥臂二极管导通。

通过上面的分析，采用移相180度的三角载波进行调制，在0~30度的扇区内有8种开关状态，4种工作模式ONO,ONP,OOP,POP。

ONO工作模式：a相和c相导通，b相截至，U和W电压为0，V点电压-400V；该工作状态只给C2进行充电；

图11 ONO开关状态

ONP工作模式：a相导通，b相和c相截至；U点电压为0，V点电压为-400V，W点电压为+400V；

图12 ONP开关状态

OOP工作模式：U和V点电压为0，W点电压为+400V；

图13 OOP开关状态

POP工作模式：U和W点电压为+400V，V点电压为0，该工作模式只给C1进行充电；

图14 POP开关状态

当然，这只是在0~30度扇区的工作状态，其实在整个工频周期，是有25个工作状态的，具体见我上面发的开关状态附件。ONO和POP这两种工作模式只给C1或C2充电的状态对后面母线电压均压起决定性的作用。

四.器件应力的分析

1. PFC电感应力

从上面的工作状态，我们可以知道，PFC电感的前端接输入，后端电压在开关不同的状态分别接PFC电容三个电位，P，O，N，我们以输入的三相中点为基准， PFC母线电压是波动的，三个状态的电压分别为：

其中Vu，Vv，Vw为三相开关端点相对母线电容中点的电压，以A相为例，当Va>0时，Vu可以取0，400V，而其余B，C相可以取除（400V，400V）以外的任意向量，因B，C相不可能同时为正，所以此时PFC电感右端的电压范围-266～533V。

同理当Va<0时Vu可以取0，-400V，而其余B，C相可以取除（-400V，-400V）以外的任意向量，所以此时PFC电感右端的电压范围-533～266V。电感两端的电压峰值出现在该相60度时（大于60度后其余两相为负，GND到O的电压最大值变成了133V，所以从仿真上可以看出峰值电压的跌落，最大值为：

2. MOSFET和二极管应力

如图1所示，每相的两个二极管跨接在正负母线之间，其中点的电平可以为0，-400V，400V，所以对于二极管，其两端承受的最大平台电压为输出PFC输出电压，800V母线电压考虑MOS开关带来的电压尖峰，二极管的最大尖峰电压会接近1000V，其电流应力可以通过控制方程计算出来。

其实考虑整流二极管不仅要考虑耐压、通流能力，还有一个很重要的参数是抗浪涌冲击的能力。在实际调试的过程中，有尝试选择用SiC二极管，但是SiC二极管的抗浪涌冲击电流的能力比较弱，所以一般都是采用超快恢复的高压二极管，比如Microsemi的ATP30DQ1200B系列。
我们知道，当模块在打浪涌的时候，电流都是走低阻抗的路径，一般前级的压敏电阻会泄流一部分电流，但是压敏电阻不会泄放所有的电流，依然会有大量的电流留到后级电流中。对于单相模块，一般的做法是在PFC电感前面增加一个二极管到PFC母线电容，这样，浪涌电流就会通过防雷二极管引入到PFC母线电容，保护了功率器件。但是对于三相PFC而言，PFC电容是一个五电平的波动，无法采用这种方法。否则，电路正常工作时就会有电流流过该二极管而导致Vienna无法工作。所以，大电流会通过电感、PFC Diode进入母线电容，这个时候就要求PFC Diode抗浪涌电流的能力比较强。

MOSFET的VDS电压，由于采用三电平技术，使MOSFET电压只有三相PFC 800V母线电压的一半，考虑尖峰，这个电压会接近600V。对于MOS电压应力我们最关心的是对顶MOS的中点相对三相输入的参考地的电位差，如果采用隔离光耦进行驱动，这个电压决定隔离驱动光耦的选型。

五.控制方案

我们知道，这种控制电路一般采取双环的控制方式，即电压外环+电流内环。电压外环得到稳定的输出直流电压，供后级电路的使用（比如Three Level LLC、PS Interleave LLC、PSFB 等），电流内环得到接近正弦的输入电流，满足THD和PF值的要求。

图15 控制环路

其实数字控制无非就是把模拟的方案转换为数字的运算，可以参考如图16所示模拟PFC控制逻辑框图，利用它的控制思想来实现数字化。

图16 模拟控制框图

PFC母线输出电压经过采样和滤波由DSP的ADC采样到DSP内部，与电压给定信号进行比较，产生误差后经过Gvc(s)补偿起后输出一个A信号，然后通过乘法器与交流AC电压相乘得到电流的给定信号，正是该乘法器的作用才能保证输入电压电流同相位，使电源输入端的PF值接近1；将采样的电感电流波形与电流给定进行比较得出误差，经过Gic(s)补偿器进行补偿后得到电流环的输出值，该值直接与载波进行调制，得到PWM波形，控制电压和电流；大致的控制框图可以用下图来简化表示，如图17所示；

图17 PFC传递函数框图

其中：Gcv(s)为电压环的补偿函数，Gci(s)为电流环的补偿函数，Hi(s)为电流环采样函数，Hv(s)为电压环采样函数，Gigd(s)为电感电流对占空比D的函数。

六.控制地的选择

在传统的单相有桥PFC中，一般把PFC电容的负极作为控制AGND，因为该点的电压通过整流桥跟输入的L、N相连。当输入为正半周的时候，AGND为整流桥钳位在N线；当输入负半周的时候，AGND被整流桥钳位在L线；所以母线电容的负极地AGND（相当于PE）是一个工频的变化，由于输入一般都是50Hz的交流电，所以相对还是比较稳定的，可以作为控制电路的控制地。
但是相比较ViennaPFC就不一样了，母线电容的中点相对与工频电压中点（PE）是一个开关级的5电平高频变动的电平：±2/3Vo、0、±1/3Vo（这里的Vo代表母线电压的一半，典型值400V，5电平是如何产生的请参考开关状态附件的eon），如果以如此大的高频波动去作为控制地的话，那么噪声和共模干扰就会非常的大，可能会导致采样电压和驱动不准确，严重影响到电路的可靠性。

由于电容中点的高频变化不能作为控制地，那怎么办？我们是否可以认为的构建一个虚拟的地来作为控制地AGND？我们可以采用在三相输入之间通过分压电阻相连，采用Y型接法来产生虚拟地而作为控制地。不过构建了这个控制地后，那么其他所有的采样、驱动都要以差分和隔离的方式相对于这个控制地来工作。采用这种方法，输出电容中点O与控制地AGND分开了，避免了高频剧烈变动带来的干扰。