三电平全桥LLC主电路拓扑电路说明：1、谐振电感和谐振电容做成两边平衡的方式，是因为项目组在实验过程中发现如果是单Lr, Cr模式，MOS驱动信号容易受干扰，拆成两边对称放置以后，驱动可靠性提高；三电平全桥LLC电路拓扑示意图如图（图 五‑3）所示，有8个开关管S1～S8，需要8路驱动信号来完成PFM（调频）、PWM（调宽）控制，S1～S8对应的高精度驱动信号编号为PWM1～PWM8。注：PWM并不单指控制策略采用PWM方式时的开关信号，也包括PFM方式时的开关信号。
三电平LLC电路拓扑框图在此三电平LLC电路控制中，设计8路驱动信号PWM1～PWM8，从（图 五‑4）的发波时序图来看，这8路驱动有下面的关系：1) PWM1和PWM4，PWM2和PWM3，PWM5和PWM8，PWM6和PWM7相位互补（不考虑死区时间Td2和提前关断时间Td1）；2) PWM1比PWM2提前Td1关断，PWM4比PWM3提前Td1关断，PWM5比PWM6提前Td1关断，PWM8比PWM7提前Td1关断；根据控制策略需要，PWM1～PWM8可以实现高精度PFM/PWM/PSM（或者同时实现其中两个状态，如PFM+PWM），在三种控制状态（PFM/PSM/PWM）下PWM1～PWM8在一个开关周期内的输出波形如图（图 五‑4）所示，以高电平（或者为低电平）为有效电平，当PWMx（x=1～8）为高时通过相应的驱动电路使得Sx导通，当PWMx为低时通过相应的驱动电路使得Sx断开。
图 五 4 高精度驱动信号时序图PFM/PSM/PWM三种工作态下的特性分别为：1) 在PFM状态时，通过环路控制改变开关频率f（或者说Ts），开关频率f在100kHz~250kHz之间调节，占空比固定为50%（不考虑死区时间Td2和提前关断时间Td1），相移Tps为0；2) 在PSM状态时，通过环路控制改变相移Tps，移相功率角在0～100%之间调节， f固定为最高开关频率250kHz，占空比固定为50%（不考虑死区时间Td2和提前关断时间Td1）；3) 在PWM状态时，通过环路控制改变占空比，占空比在0～50%之间调节， f固定为最高开关频率250kHz，相移Tps为0。
图 五 5 PFM模态下主要工作原理和波形以常用的PFM为例，来说明电路的主要工作原理和波形，如下图 五‑5：模态 1[t0, t1]：在 t0 时刻，S1、S2、S7、S8同时开通。谐振网络中的原边电流 ip 流经上述开关管，并以正弦形式上升。同时因为变压器副边被输出电压钳位，故而励磁电流 im线性增加。副边整流二极管中流过的电流取决于原边电流 ip 和励磁电流 im之差；模态 2[t1, t2]：当原边电流 ip 谐振过峰值并下降到和励磁电流 im相等时，副边二极管电流就减小为零，整流二极管 DR1 零电流关断；模态 3[t2, t3]：在 t2 时刻，S1 和 S8 先于 S2和 S7关断。原边谐振电流 ip开始对 S1和 S8的寄生电容 COSS1 和 COSS8 进行充电，同时对 S3/S4/ S5/S6 的寄生电容 COSS3 /COSS4/COSS5 /COSS6 放电，因此上述开关管的寄生电容也参与了谐振过程；模态 4[t3, t4]：在 t3 时刻，COSS1 和 COSS8上的电压上升到了 Vin/2，钳位二极管 D1 和 D4导通，从而限制了电压进一步上升。同时 COSS3+COSS4和 COSS5+ COSS6 上的电压也被钳位在Vin/2。此时原边谐振电流流经 S2、S7 和 D1、D4 。模态 5[t4, t5]：在 t4 时刻，开关管 S2 和 S7关断。与模态 3 相似， 谐振电流 ip 开始对 COSS2和COSS7进行充电和对COSS3+COSS4和 COSS5+ COSS6进行放电。所以此阶段上述6个寄生电容也参与了谐振过程。与此同时 S3/S4 /S5/S6 的寄生体二极管导通，不但提供了电流回路使能量回馈至输入端，也在变压器上产生了反向的电压偏置，使副边整流二极管 DR2 导通，励磁电感 Lm 被输出电压钳位从而脱离谐振网络。在这一阶段结束的 t5 时刻，COSS2 和 COSS7上的电压为 Vin/2， COSS3~ COSS6 上的电压保持在零，谐振电流 ip 流经 S3~S6 的寄生二极管，从而满足了 S3~S6 零电压开启的条件。此时如果 S3~S6 的开通信号来临，变流器将进入后半个工作周期。PSM/PWM工作原理均与PFM类似，只是传能阶段的时间缩小了，即有效占空比减小，这样便于在最高频率受限的情况下，迅速的降低输出电压。
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