MOS管通过栅极电压控制漏极电流，利用电压比较器（如LM358）实现动态控制。控制电压与参考电压比较，通过循环控制实现电流动态调整及方向控制，方向由MOS管类型（N或P沟道）决定。 在mos管实际使用的过程中,mos管既可用于放大电流，又可以作为电子开关。 那么mos 管如何控制电流方向的呢？mos 管作为电压控制器件，通过加在输入端栅极的电压来控制输出端漏极的电流，即利用对 G 极施加电压以实现对电流的控制。以利用电压比较器（如 LM358）控制 mos管为例，将一个控制电压（接入比较器同相输入端）和一个参考电压（接入比较器反相输入端）同时送入电压比较器（比较器电源接正 12V 和地），比较器的输出经过 5.1K 电阻上拉后接 G 极。在初始阶段，若控制电压比参考电压高，此时 G 极基本上能加到12V，可使 mos管迅速导通，输出电流。由于刚开始电流很小，所以控制电压比参考电压高很多。而随着电流增大逐步达到某个值时，参考电压会迅速上升，当与控制电压接近并超过时，比较器就输出低电平（接近 0V），使得 mos管截止，电流减小。而后电流减少后，参考电压又下降，管子又导通，电流又增大，如此循环往复，实现对电流的动态控制以及电流方向按照 mos管自身类型（N 沟道或 P 沟道）所规定的从漏极到源极或从源极到漏极的流向控制。
这一篇文章源于朋友的询问，问我一个关于431的问题，说这个原理图是传感器厂家给的Demo原理图，询问如下图所示的431输出电压是多少，电路图如下：
对于许多电路来说，涌浪电压会导致电路系统不稳定，因此透过涌浪保护电路来，维持电路的耐受稳定性。国际安规标准IEC 61000订定了对于电子产品的抗扰度要求，其中IEC 61000-4-5 雷击突波耐受是针对产品由于瞬间开关或闪电瞬变引起的过电压，定义了几个不同的测试级别以适用于不同环境。本文将讨论几种能用于抑制涌浪电压的方式，并比较其保护效能。 1. 绪论 涌浪就是瞬间出现超出正常工作电压的峰值，又称为突波。产生原因大多发生在电源启动、大负载起断、雷击等等。在电源启动时，系统大电流对电容由暂态到稳态的电流即是涌浪电流，此电流会减少电路元件的寿命且造成电路误动作。 国际安规IEC针对涌浪抗扰度规定了标准，以下将介绍涌浪电压相关的法规以及防止涌浪电压伤害的保护方法。 涌浪抗扰度试验 电子产品对于涌浪抗扰度试验的要求都不尽相同，但试验标准大多引用国际安规标准IEC 61000-4-5，其规定涌浪抗扰度要求、试验方法、试验等级等等。这项法规为评估电子设备在遭受涌浪冲击时的抗扰度建立一个共同参考的标准，具体分级如表1所示。依照不同产品法规采用不同测试规格，其中X为开放等级，通常为制造商为增强其产品的抗扰能力，或为在较严苛的环境使用进而加严测试条件。 保护方式 瞬态电压抑制二极体是一种限压型的过压保护元件，与需要保护的电路并联。它能吸收涌浪功率，并以极快的速度抑制涌浪电压在合理范围内并保护后端电路，作用类似于齐纳二极体。其优点包括体积小、反应速度快、工作电压低等，但由于可容许的峰值电流较低，会再串联限流元件，例如电阻和保险丝等，如图1所示。当涌浪电压击穿瞬态电压抑制二极体时带来的高电流会烧毁保险丝以达保护后级电路之目的。 市面上常见的涌浪保护元件有瞬态电压抑制二极体、压敏电阻、陶瓷气体放电管等等，每种都各有适应的场合，以下介绍上述的保护元件，并分析其特点。 2. 瞬态电压抑制二极体 涌浪保护电路大都使用两种方式实现，其中一种方式是采用光耦合方式将输入与输出信号隔离开来，只要涌浪电压不超过光耦合的限制范围，即不会对后端设备造成损坏；另一种方式是将主要设备的地连接在一起形成单点接地，并使用适当的涌浪保护元件，如瞬态电压抑制二极体、压敏电阻等等元件，以下将介绍单点接地方法中常使用的涌浪保护元件。 瞬态电压抑制二极体 瞬态电压抑制二极体是一种限压型的过压保护元件，与需要保护的电路并联。它能吸收涌浪功率，并以极快的速度抑制涌浪电压在合理范围内并保护后端电路，作用类似于齐纳二极体。其优点包括体积小、反应速度快、工作电压低等，但由于可容许的峰值电流较低，会再串联限流元件，例如电阻和保险丝等，如 图1 所示。当涌浪电压击穿瞬态电压抑制二极体时带来的高电流会烧毁保险丝以达保护后级电路之目的。 压敏电阻 压敏电阻，又称突波吸收器，是一种具非欧姆导体性质的电子元件，其电阻值随着不同外在电压而改变。使用上会与需要保护的的电路并联。当未有瞬间突波电压时，压敏电阻两端具有极高的电阻值，故不影响原本电路的特性，但当瞬间突波电压出现，压敏电阻的电阻会降至极低，压敏电阻两端短路而将分流突波电流，达到保护电路的作用。压敏电阻的预期寿命较短，在承受多次冲击后会破坏结构使阀值电压降低、漏电流上升，最终导致发热并失效，因此在使用上会串联保险丝，如图2所示。 陶瓷气体放电管 防突波电压设备中应用最广泛的一种保护元件，其原理是当陶瓷气体放电管两端电压过高而达到使惰性气体放电管内的气体击穿时，惰性气体放电管开始放电，使陶瓷气体放电管两端阻抗变极小，使涌浪电压迅速短路至地，而保护后端电路，其缺点是触发时间较长和导通后存在续流问题，因此需结合额外的辅助电路来抑制后续电流，如图3就是透过保险丝来防止后续电流过大造成线路短路。 LC滤波器 LC滤波电路常使用在EMS的抑制上，透过电容与电感频率特性，但它有滤波指定频率的效果和避免高频瞬变电压上升与下降的问题。若结合其他保护元件更有涌浪冲击保护的效果。图4是结合LC滤波器的电路图。滤波器的单一电容容值越大，漏电流也越大，必要时能采取多个电容并联来达到一样的效果。 将上述的各种涌浪保护元件整理并比较，如表2. 3. 复合应用 若只使用单一种保护元件将无法达到良好的防护效果，因此在使用上常常会结合多种不同的保护元件以符合不同程度的突波测试标准，以下将介绍几种常见的组合方式。 陶瓷气体放电管与瞬态电压抑制二极体 由于陶瓷气体放电管的反应时间较慢，瞬态突波发生时可能会来不及反应，这时突波就可能伤害到后级电路，因此使用去耦电感作为缓冲元件才能保证陶瓷气体放电管先动作，残余能量再由第二级防护的瞬态电压抑制二极体抑制，以避免元件损坏，如图5所示。 由于陶瓷气体放电管的导通电压极低，而且有续流问题，不能直接使用在交流电源防护口，使用上应串联如压敏电阻等元件，如 图6 所示。 压敏电阻与瞬态电压抑制二极体 使用压敏电阻的方式，较适合使用在低瞬态电压的条件，如图7所示。 另外并联电容来提升电路吸收涌浪电压的能力，如 图8 所示。 瞬态电压抑制二极体与LC滤波器 当电路承受的涌浪冲击较低时，可以采用瞬态抑制二极体配合LC滤波器，不仅可更有效缓和输出两端电压变动，还能抑制低频杂讯。使具体电路如图9所示。 结论 本文讨论了几种常见的涌浪保护元件，并简单介绍其运作原理。单一的保护元件并不能完全防护涌浪电压带来的损坏，依照不同元件的特性，组合出更加完善的保护电路，方能通过不同电压雷击耐受测试标准。 表2 涌浪保护元件特性表 Electrical Surge Test Levels (IEC EN 61000-4-5) Class Test Level Max Peak Current@2Ω 1 500 V 250A 2 1 kV 500A 3 2 kV 1000A 4 4 kV 2000A X specific specific 瞬态电压抑制二极体 压敏电阻 陶瓷气体放电管 LC滤波器 连接方式 并联 并联 并联 串联 反应时间 快 中 慢 - 峰值电流 低 中 高 - 漏电流 低 中 低 高 击穿电压 低 低 高 -
一、共模电感的作用、原理 相信对于共模电感很多人都不陌生，但是对它的接法你是否完全理解呢？你的电路上的共模电感是否接对了？首先我们来认识一下共模电感。 共模电感一个以铁氧体为磁芯的共模干扰抑制器件，它是由两个尺寸相同、匝数相同的线圈对称地绕制在同一个铁氧体环形磁芯上，形成一个四端器件，共模电感对交流电流起着阻碍的作用。对于插件电感，我们一般见的比较多的就是UU型和EE型以及环型等。 在交流电频率一定情况下，电感量越大，其对交流电阻碍能力越大，相反电感量小其阻碍能力也小，它在电路当中抑制的是共模信号，共模电感的电感值可以用电桥来测量。 二、共模电感在开关电源的应用 共模电感有时候又叫共模扼流圈，是因为它作用是起到抑制，多应用于开关电源电路中，构成各种滤波器对EMI进行滤波，抑制各种高速信号产生的电磁波向外发射，如下图，电路中有一组并行线路，正常信号通过时候基本不受影响，但是当有共模电流流经时，由于共模电流的同向性，会在线圈内产生同向的磁场而增大线圈的感抗，使线圈表现为高阻抗，产生较强的阻尼效果，这时候共模电流会被衰减，达到抑制干扰的目的。 如下图是开关电源前级部分原理图，其中L1是共模电感，为了抑制共模干扰，我们知道，共模信号是幅度相等且相位相同的信号，它产生的噪声是对地噪声，是两根线分别对地的噪声，理解了共模噪声我们就知道共模电感就知道为什么共模电感会接在交流一侧了。
硬件工程师的日常：原理图、PCB、焊接、飞线、改板、发货、返还、挨骂、维修、改板、挨骂、改板、改方案，然后循环。能不能改变一下？前两天有企业来找去培训，说让我主要培训如何画原理图、PCB、生成BOM。我告诉他，如果我去培训，一定是培训这个工作以外的内容。我们在华为时，就是花大量的精力在原理图PCB之外，才能把产做好。9个月做个产品，画原理图PCB的时间只有一个月左右。核心技能其实并不是用那套绘图工具。有没有一本书读后，相当于华为工作十年经验？《硬十开发流程篇》点击《阅读原文》
主要内容 1 LC 串联谐振基本原理介绍 2 LLC 串联谐振基本原理介绍 3 LLC 串联谐振拓朴实验总结 4 LLC 串联谐振控制技术 工作条件 工作频率高于谐振频率 原边开关管自然形成 ZVS 开关 付边二极管介于硬关断和 ZCS 关断之间 变压器输出电流为正弦波 , 无须输出电感 存在空载稳压问题 2 LLC 串联谐振基本原理介绍串联谐振基本原理介绍 LLC 串联谐振变换器 工作波形 LLC 串联谐振电路电压传输比 工作条件 LLC 串联谐振优点串联谐振优点 采用LLC的电路形式，可以使 ，使输入电压变化时满足高端效率；减小满载至轻载的工作频率变化范围，输出二极管为断续工作方式，无反向恢复电流。原边功率管关断电流小，关断损耗小。缺点在于增加了谐振电流，增加了通态损耗 3 LLC 串联谐振拓朴实验总结串联谐振拓朴实验总结 1 主电路拓朴方案 ( 见电路图 ) 2 电路性能指标 ( 见报告 ) 实验问题分析 谐振参数的确定与优化 输出滤波问题 谐振器件布局问题 谐振电感的集肤效应和接近效应问题 空载问题 谐振电感的集肤效应和接近效应问题问题 由于工作频率接近 200K, 同时谐振电感气隙较长 , 造成集肤效应和接近效应对电感影响很大 解决方法 : 1 采用丝包线绕制 2 选用 Ae 大 ,Aw 小的磁芯减少匝数
本文介绍了硬件工程师入门的基础元器件，包括二极管、三极管、MOS管和IGBT。对比了肖特基二极管与硅二极管的特性，探讨了三极管作为开关的应用和电阻选择方法，解释了MOS管的结构和栅极串联电阻布局，并概述了IGBT在电力转换中的重要角色及其发展。 硬件工程师入门基础知识 （一）基础元器件认识（二） tips：学习资料和数据来自《硬件工程师炼成之路》、百度百科、网上资料。 1.二极管 2.三极管 3.MOS管 4.IGBT 5.晶振 1.二极管 肖特基二极管和硅二极管的比较： 肖特基二极管的优势主要在速度和压降，对这两个没要求的场景，那自然选择更便宜的由硅构成的二极管。 二极管漏电流 这个参数，值得一提的是，肖特基二极管的漏电流，是硅二极管的 100 倍左右。 还有一点就是，漏电流与温度有很大的关系。温度越高，漏电流越大。 硅二极管温度越高，漏电流越大，是原因硅二极管的漏电流是由少子决定的，温度越高，本征激发越强烈，少子浓度会升高，所以漏电流就越大了。 反向恢复时间：也是比较重要的参数，这个前面有文章专门讲过，就不再说了。 工作频率：由反向恢复时间决定的。 耐压：记住肖特基二极管耐压值，很难做高就行吧，一般不超过 100V，当然，更高的也有，这里只说常见的。而硅二极管可以做很高。 反向恢复时间 实际应用中的二极管，在电压突然反向时，二极管电流并不是很快减小到 0，而是会有比较大的反向电流存在，这个反向电流降低到最大值的 0.1 倍所需的时间，就是反向恢复时间。 几种二极管的最高工作频率顺序是下面这样的： 为什么要用肖特基二极管续流？ 我们来看一个问题： 为什么开关电源中，一般用肖特基二极管续流，不用快恢复二极管呢？ 主要有两点： 一是肖特基二极管导通电压更低。 二是肖特基二极管速度更快，反向恢复时间更小。 如此一来，使用肖特基二极管肯定损耗是更小的，温度更低，也不会烫成狗，这样整个开关电源效率也更高。 2.三极管 常用的三极管电路设计-电阻到底是怎么选的我们在模电教材里面，会有各种放大电路，共基，共集，共射等，相关的计算公式，曲线，电路等效模型天花乱坠，学起来非常费劲。实际 90%工作，可能我们主要关注一个参数就行了，那就是电流放大倍数 β，其它的通通用不到，而且我们做产品，如果真要放大信号，那也是使用各种集成运放。 绝大多数情况，我们是把三极管当作一个低成本的开关来使用的，作为开关，虽然 MOS 可能更为合适，不过三极管价格更低，在小电流场景，三极管反而是用得更多的。 一个 NPN 三极管，价格也就 2 分钱左右。 常用的电路（NPN 为例） 1、电平转换，反相 这个电路用得非常多，有两个功能。 一是信号反相，就是输入高电平，输出就是低电平；输入低电平，输出就是高电平 二是改变输出信号的电压，比如输入的电压范围是 0V 或者是 3.3V，想要得到一个输出是 0V 或者是5V 的电平怎么办呢？让 Vcc 接 5V 就可以了，输出高的时候，out 的电平就是大约为 5V 的。 2、驱动指示灯 我们经常使用三极管驱动 LED 灯，比如下面这个电路： 3、驱动 MOS 开关 还一个电路也用得非常多，那就是驱动电源的 PMOS 开关，如下图： 在 in 为低时，三极管不导通，相当于是开路，PMOS 管的 Vgs 为 0，PMOS 管也不导通，Vcc2 没有电。 在 in 为高时，三极管导通，集电极相当于是接地 GND，于是 PMOS 管的 Vgs 为-Vcc1，PMOS 管导通，也就是 Vcc1 与 Vcc2 之间导通，Vcc2 有电。 如何选择电阻 我们的电路输入一般是只有两种状态，0V 或者是其它的高电平（1.8V，3.3V，5V 等），截止状态一般不用怎么考虑，因为如果让三极管的 Vbe=0，自然就截止了，重要的是饱和状态如何保证。 那么啥叫饱和状态？ 我们先假定三极管工作在放大状态，那么放大倍数就是β，如果基极有 Ib 电流流过，那么集电极 Ic=β*Ib，Ic 也会在 Rc 上面产生压降 Urc。易得：Urc+Uce=Vcc，显然，Ib 越大，那么 Urc=βIbRc 越大，如果 Ib 足够大，那么 Urc=Vcc 时， Uce=Vcc-Urc≈0。 电路计算举例 LED 灯的例子 已知条件：输入控制电压高电平为 3.3V，电源电压为 5V，灯的导通电流 10mA，灯导通电压 2V，三极管选用型号 MMBT3904 三极管饱和导通时，Vce=0V，所以 Rc=(5V-2V)/10mA=300Ω。 查询芯片手册，三极管 MMBT3904 的的放大倍数 β（hfe）如下图所示： 可以看到，在 Ic=10mA 时，放大倍数最小为 100。 那么 Ib=10mA/100=100uA，三极管导通时，Vbe 约为 0.7V，继而求得 Rb=（3.3- 0.7V)/100uA=26K。 也就是说只要 Rb<26K，三极管就工作在了饱和状态，像这种情况，我一般取 Rb=2.2K，或者是 1K，4.7K，10K，这样 Ib 更大，更能让三极管工作在饱和状态。 具体取多少，取决于整个板子的电阻使用情况，比如 10K 电阻用得多，那我就取 10K，这样物料种类少，生产更方便。 或者咱为了保险一点，比如要兼容别的三极管型号，可以取 Rb=1K，这样即使别的三极管 β 小于100，也能工作在饱和状态。 一般来说，我们不要取正好的值，比如 26K 或者接近 26K 的值，这样太不安全。 我们也可以反向验算下，假如 Rc=300Ω，Rb=10K，那么 Ib=（3.3-0.7）/10K=0.26mA，那么Ic=1000.26mA=26mA，那么 Rc 的压降是300Ω26mA=7.8V，这已经超过 Vcc 了，所以管子肯定是工作在饱和状态的。 3.MOS管1、MOS 导通后电流方向其实可以双向流动，可以从 d 到 s，也可以从 s 到 d。 2、MOS 管体二极管的持续电流可以根据 MOS 管的功耗限制来计算， 3、MOS 管体二极管瞬间可以通过的电流，等于 NMOS 管导通后瞬间可以通过的电流，一般不会是瓶颈 NMOS 管的结构 我们看一下 NMOS 管的结构。 以 NMOS 为例，如上图，S 和 D 都是掺杂浓度比较高的 N 型半导体，衬底为 P 型半导体，并且衬底和 S 极是接到一起的。 在 Vgs 电压大于门限电压 Vth 时，也就是栅极相对衬底带正电，它会将 P 型衬底中的少子（电子）吸引到 P 型衬底上面，形成反型层，也就是导电沟道。PCB Layout 时，MOS 管栅极串联电阻放哪儿？ 如上图，串联的电阻 R1 到底是放在靠近 IC 端，还是靠近 MOS 端？（注意，图中的 L1 是走线寄生电感，并不是这里放了个电感器件）1、 TI 的无刷电机驱动芯片 DRV8300 的 demo 板 Demo 板硬件设计可以直接在 Ti 官网下载，如下图，可以看到，串联电阻是放置在 MOS 管端的。 2、 Ti 的 POE 方案 TPS23753A 的 Demo 板 原理图如下： PCB 如下图，串联电阻也是放置在靠近 MOS 管端。 3、 MPS 的无刷电机驱动芯片 MP6535。 如下图，6 个 MOS 的栅极串联电阻 R18，R19，R20，R21，R22，R23 放置在中间。 从走线长度看，Q1，Q2，Q3 串联的电阻离 MOS 较近，离驱动 IC 较远。Q4，Q5，Q6 串联的电阻在 MOS 和驱动 IC 中间。 大部分情况栅极串联电阻靠近 MOS 管放置这个说法是属实的。 4.IGBTIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)，绝缘栅双极型晶体管，是由（Bipolar Junction Transistor，BJT）双极型三极管和绝缘栅型场效应管（Metal Oxide Semiconductor，MOS）组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件, 兼有（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor, MOSFET）金氧半场效晶体管的高输入阻抗和电力晶体管（Giant Transistor，GTR）的低导通压降两方面的优点。GTR饱和压降低，载流密度大，但驱动电流较大；MOSFET驱动功率很小，开关速度快，但导通压降大，载流密度小。IGBT综合了以上两种器件的优点，驱动功率小而饱和压降低。非常适合应用于直流电压为600V及以上的变流系统如交流电机、变频器、开关电源、照明电路、牵引传动等领域。IGBT是能源变换与传输的核心器件，俗称电力电子装置的“CPU”，作为国家战略性新兴产业，在轨道交通、智能电网、航空航天、电动汽车与新能源装备等领域应用极广。IGBT模块是由IGBT（绝缘栅双极型晶体管芯片）与FWD（续流二极管芯片）通过特定的电路桥接封装而成的模块化半导体产品；封装后的IGBT模块直接应用于变频器、UPS不间断电源等设备上。IGBT模块具有节能、安装维修方便、散热稳定等特点；当前市场上销售的多为此类模块化产品，一般所说的IGBT也指IGBT模块；随着节能环保等理念的推进，此类产品在市场上将越来越多见；IGBT功率模块采用IC驱动，各种驱动保护电路，高性能IGBT芯片，新型封装技术，从复合功率模块PIM发展到智能功率模块IPM、电力电子积木PEBB、电力模块IPEM。PIM向高压大电流发展，其产品水平为1200—1800A/1800—3300V，IPM除用于变频调速外，600A/2000V的IPM已用于电力机车VVVF逆变器。平面低电感封装技术是大电流IGBT模块为有源器件的PEBB，用于舰艇上的导弹发射装置。IPEM采用共烧瓷片多芯片模块技术组装PEBB，大大降低电路接线电感，进步系统效率，现已开发成功第二代IPEM，其中所有的无源元件以埋层方式掩埋在衬底中。智能化、模块化成为IGBT发展热门。IGBT如有讨论尽管留言，目前在新能源领域接触最多的还是IGBT模块。5.晶振晶振分类 首先，晶振一般分为两种，一种叫有源晶振，一种叫无源晶振。有源晶振也叫晶体振荡器，Oscillator；无源晶振有时也叫无源晶体，Crystal，晶体谐振器。至于哪个名字更专业，更准确，我觉得无需争论，名字只是代号而已，大家工作中沟通能知道说的是什么就行。简单说有源晶振自己供上电就能输出振荡信号，无源晶体必须额外增加电路才能振荡起来。 以上分类是从使用上面来说的。如果我们单看晶振的内部构造，就会发现，有源晶振内部是包含了一个无源晶振，然后再将阻容，放大等电路也包含进去，整体封装好再给我们用。晶振的等效模型 那么其中 Lm，Rm，Cm 分别又是什么意思呢？ Cm：动态电容，反映了振动体的弹性，随频率会变化 Lm：动态电感，反映了振动体的质量，随频率会变化 Rm：动态电阻，反映了振动体的损耗，随频率会变化 C0：静电容，两个电极间形成的电容。晶振是如何起振的？皮尔斯晶体振荡器 目前工作中用得最多的就是皮尔斯晶体振荡器，也就是下面这个结构。 CL1，CL2 为匹配电容，Rext 通常为串联的几百欧姆电阻（有时也不加）。有时候数据手册会有推荐参数。上面这个结构可能看着不是很熟悉，我们把它转换一下，变成下面这个就熟悉些。 Inv：内部反相放大器。 Q：石英或陶瓷晶振。 RF：内部反馈电阻。 RExt：外部限流电阻，限制反相器输出电流。 CL1 和 CL2：两个外部负载电容。 Cs：寄生电容：PCB 布线，OSC_IN 和 OSC_OUT 管脚之间的效杂散电容反馈电阻 RF 在几乎所有的 ST 的 MCU 中，RF 是内嵌在芯片内的。它的作用是让反相器作为一个放大器来工作。Vin 和 Vout 之间增加的反馈电阻使放大器在 Vout ＝ Vin 时产生偏置，迫使反向器工作在线性区域(图 5 中阴影区)。该放大器放大了晶振的正常工作区域内（Fs 与 Fa 之间）的噪声(例如晶振的热噪声)，该噪声从而引发晶振起振。在某些情况下，起振后去掉反馈电阻 RF，振荡器仍可以继续正常工作。 版权声明：本文为博主原创文章，遵循 CC 4.0 BY-SA 版权协议， 本文链接：https://blog.csdn.net/qq_41600018/article/details/128993663
自恢复保险丝+二极管，防反接防过流，缺点，自恢复保险丝有个0.1V左右的压降，大电流会发热，而且大电流的自恢复保险丝太贵mos防反接，成本低，压降小，可过大电流... 经常会有用户将设备的电源正负接反的事情。虽然现今这个社会已经默认了没按规定去操作就要全责，但谁都不想因为这事儿伤了和气，以后还要合作不是，更何况增加反接保护只要几毛钱的Bom成本，有的地方该加还是要加啊。天灾难避免，人祸需先防。电源输入的反接保护电路，一般有以下两种电路形式： 一、自恢复保险丝 + 二极管。 优点：防反接的同时，还防过流。缺点：1.自恢复保险丝有个0.xV左右的压降，大电流时会发热。 2.高耐压大电流的自恢复保险丝，不仅体积巨大，还贵。原理：- 电源极性正确接入时，二极管关断，相当于电路回路中串联了一个自恢复保险丝。- 电源反接时，二极管导通，使自恢复保险丝过流熔断，电流回路开路。待自恢复保险丝恢复时，重复熔断。所以反接的时候，自恢复保险丝会反复熔断、恢复，自恢复保险丝和二极管会些许发热。设计要点：D1的工作电流，起码要大于 F1的熔断电流（自恢复保险丝的熔断电流一般为工作电流的2倍，具体看手册）。完整电路像这样： 二、MOS管（N/P） 优点：占地面积小，成本低，压降小，可过大电流。原理：PMOS、NMOS做反接保护的原理都一样，以PMOS的电路为例。PMOS：- 电源极性正常接入时。Q2的寄生二极管导通，右侧S极的电压为 （24 - 0.7）=23.3V。 G极电压为 R9、R10的分压 24 x （200/（100+200））= 16V。 于是 Q2的 Vgs = 16 - 23.3 = -7.3V。 大于 AO3401的门极导通阀限电压 -1.3V，MOS管 DS极导通。 MOS导通后，MOS的寄生二极管被 DS短路。 此时的压降 Vds仅等于 MOS-DS极内阻 x 电流，Q2热功耗很小。 - 电源反接时，Q2的寄生二极管关断，DS极需要承受电压。设计要点：R9、R10的取值，要保证不会超出 最大Vgs电压范围，并且留有一定安全余量。MOS管的选型，要考虑 Vds、Vgs、DS极导通电阻（Rds-on）、DS极电流。MOS尽量使用 Rds-on小的型号。 P-MOS 反接保护电路：图中 R9、R10为分压作用。使 P-MOS的 Vgs，不会超过 ±12V的最大 Vgs电压范围，并且留有一定安全余量。AO3401 关键手册参数截图：N-MOS 反接保护电路：图中 R9、R10为分压作用。使 N-MOS的 Vgs，不会超过 ±12V的最大 Vgs电压范围，并且留有一定安全余量。AO3400 关键手册参数截图：
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