全桥LLC的控制方式有哪些?这里有详细的介绍和比较
0 2024-02-26
有限双极性控制方式图1有限双极性控制的全桥电路有限双极性控制的全桥电路如图1所示,其中,超前臂MOS管Q1、Q3的驱动信号脉宽可调(PWM控制);滞后臂MOS管Q2、Q4的驱动信号脉宽不可调,为固定50%占空比。C1~C4分别为Q1~Q4的外并电容(含Q1~Q4的寄生电容),假设容值都为C。开关管Q1、Q4和Q2、Q3保持相同的开通时刻,每个桥臂的两个MOS管成180°互补导通,为了避免同一桥臂上下管同时导通,上下管需设置一个固定的死区时间。通过调节Q1、Q3驱动信号的脉宽可以调节输出电压。图2 有限双极性控制时主要波形在半个工作周期内,有限双极性控制的全桥变换器有6个工作过程,电路的主要波形如图2所示。
① 开关模态1[t0~t1]:t0时刻,Q2管关断(由于C2的存在,Q2管为零电压关断),谐振电感电流为反向电流,流过Q1的体二极管D1,为Q1管的ZVS导通创造了条件。此时C4开始放电,C2开始充电,d点电位开始下降,Uad电位开始上升。假设此时的谐振电流恒定,则d点电位完全到零的时间为:t01=2CUin/ip1 (1)由于此时谐振电感与励磁电感串联谐振,谐振电流和励磁电流开始正向增加,谐振电感电压和变压器原边电压都从零开始正向增加,此时谐振电容开始负向增加。滞后桥臂要实现ZVS的条件:滞后桥臂(Q2、Q4)的死区间隔时间大于Q2、Q4管结电容的充放电时间。轻载时,由于ip1很小,造成了t01很大,当充放电时间t01大于死区td时,Q4管ZVS导通失败。
② 开关模态2[t1~t2]:t1时刻,当C4完全放电后(即d点的电位下降到零时),Uad电压被箝位为母线电压。由于谐振电流仍为负向,Q4管的体二极管D4开始流过电流。此时谐振电流开始大于励磁电流,DR2导通,原边变压器电压被箝位在nVo,原边开始向副边传能。
③ 开关模态3[t2~t3]:t2时刻,Q1,Q4管导通。考虑到之前D1和D4管都在负向流过电流,此时开关管Q1和Q4为ZVS导通(轻载时Q4可能为非ZVS导通)。输入电压通过LrCr谐振环节向负载传递能量,此时由于DR2导通,励磁电流im继续线性上升,并且过零反向继续上升;Vm=nVo=Lmdi/dt谐振电流ir流经Q1、Lr、Cr 、变压器原边和Q4,以正弦形式谐振。流经DR2的电流折算到原边为谐振电流和励磁电流之差。由于开关频率(250KHz)fs>fr(117KHz),谐振电流会一直增加。
④ 开关模态4[t3~t4]:t3时刻,Q1管关断,Q4管保持导通。由于C1的存在,Q1的关断为零电压关断。C1开始充电,C3开始放电,此时a点的电位开始下降。假设此时的谐振电流恒定,则a点电位完全到零的时间为:t34=2CUin/ip2 (2)同样轻载时,由于ip2>ip1,使得相同电容条件下,t34 >t01。由于C3只需要在Q3开关管导通前放完电,放电的时间较长,可以很容易实现Q3管的ZVS导通。由于此时变压器原边电压被箝位,谐振电感上的电压VLr会随着C3的电压减小而减小,使得谐振电感上电压为负,谐振电流开始减小。超前臂要实现ZVS的条件为:超前桥臂(Q1、Q3)的导通与关断信号之间的间隔大于Q1、Q3管结电容的充放电时间。这里若采用移相控制方法,由于死区td是固定的,当负载电流小于某个值时,C1,C3的充放电时间将会大于超前臂的死区时间,使得Q3的ZVS导通失败。而采用双极性控制方式,当负载电流较小时,输出的电压随之增大,闭环控制使得超前臂Q1、Q3的导通脉宽变小,相当于增大了Q1、Q3从关断到导通之间的时间间隔,从而使电容C1、C3有足够的时间来充放电。当负载电流增大时,虽然Q1、Q3的导通脉宽增大,Q1、Q3从关断到导通之间的时间间隔减小了,但电容C1、C3充放电时间也大大加快了。有限双极性控制与相对移相控制方式相比,超前臂开关管可以在更大负载范围内实现ZVS导通。
⑤ 开关模态5[t4~t5]:t4时刻,a点电位为零,开关管的体二极管D3开始续流。由于DR2一直导通,变压器原边电压被箝位,谐振电流ir流经D3、Lr、Cr 、变压器原边和Q4,以正弦形式谐振。直到谐振电流与励次电流相等。
⑥ 开关模态6[t5~t6]:t5时刻,谐振电流与励磁电流相等,整流二极管DR2零电流关断,输出侧与原边谐振回路完全脱离。励磁电感上的电压不再受输出电压控制,Lm与Lr串联参与谐振。由于Lm>>Lr,谐振周期变长,可认为谐振电流基本保持不变。t6时刻,Q4管关断,与t0时刻Q2关断后工作原理相近似。42V/10A53.5V/10A图3 iLr、Vgs4、Vgs2和Vds2波形42V/10A图4 ids2、Vgs2、Vds2和Vgs4波形PWM控制方式分析:双极性控制的全桥电路如图3所示,其中,Q1~Q4为功率MOS管,D1~D4分别为Q1~Q4的体二极管,C1~C4分别为并联在Q1~Q4管两端外并电容(含Q1~Q4的寄生电容)。每个桥臂的两个MOS管成180°互补导通,为了避免同一桥臂上下管同时导通,上下管需设置一个固定的死区时间。通过调节Q1、Q3和Q2、Q4驱动信号的脉宽可以调节输出电压。图3 PWM控制的全桥电路图4 PWM控制时主要波形在半个工作周期内,有限双极性控制的全桥变换器有6个工作过程,电路的主要波形如图2所示。电路的工作过程如下:① 开关模态1[t0~t1]:t0时刻,Q2管关断(由于C2的存在,Q2管为零电压关断),谐振电感电流为反向电流。由于此时a点电位为零,d点电位为Vbus,反向的谐振电流不会流过体二极管D1和D4。此时DR1仍输出电流,变压器原边被箝位在nVo,励磁电流继续减小。谐振电感Lr与电容C1~C4开始谐振,C1,C4开始放电,C2,C3开始充电,即a点电位开始上升,d点电位开始下降。由于变压器原边电流被箝位,使得谐振电感电压急剧正向增加,谐振电流负向急剧减小(谐振电流正向增加)。② 开关模态2[t1~t2]:t1时刻,当谐振电流与励磁电流相等时,DR1零电流关断,输出侧与原边谐振回路完全脱离。此时a点电位上升到Vbus,d点电压下降到零,体二极管D1和D4开始导通。D1、Lr,Cr,Lm和D4开始谐振。由于Uad电压箝位在Vbus,变压器原边电压开始从负压开始正向增加,谐振电感电压从正压开始下降。在变压器原边电压到零之前,励磁电流仍在负向增加,直到原边变压器电压为正后,励次电流才开始正向增加。而谐振电感电流则开始向正向增加。③ 开关模态3[t2~t3]:t2时刻,当谐振电感电压下降到等于变压器原边电压时,DR2开始流过电流。由于变压器原边电压箝位在nVo,励磁电流开始线性增加。谐振电感与谐振电容开始谐振,谐振电容电压下降,谐振电感电压增加,使得谐振电感电流上升斜率大于励磁电流上升斜率,输出电流在一直增加。④ 开关模态4[t3~t4]:t3时刻,当谐振电流负向减小到接近于零时,谐振电流开始向C1、C4充电,C2、C3开始放电,a点电位开始下降,d点电位开始上升。到t4时刻,谐振电流完全为零后,C1~C4充放电结束。⑤ 开关模态5[t4~t5]:t4时刻,当谐振电流完全为零后,C1~C4充放电结束时,副边DR2流过的电流完全靠励磁电流提供。⑥ 开关模态6[t5~t6]:t5时刻,当励磁电感电流等于谐振电流(都为零)时,DR2零电流关断,输出侧与原边谐振回路完全脱离。此时,C1~C4与Lm、Cr和Lr继续谐振,使得a电电位继续下降,d点电位继续增加,直到t6时刻Q1、Q4管导通。⑦ 开关模态7[t6~t7]:t6时刻,开关管Q1、Q4硬开关导通。当此后,C1充电到母线电压,C4放电到零后,谐振电流和励磁电流开始增加。⑧ 开关模态8[t7~t8]:t7时刻,谐振电流开始大于励磁电流,DR1开始导通,谐振电感和谐振电容开始谐振,变压器原边开始向副边传能,直到t8时刻Q1关断。从上面的分析可以看出:PWM控制时,轻载容易出现不可控的谐振传能的区间(t2~t5),当从调频态切换到调频调宽态后,易出现谐振传能的区间,使得电压增益出现跳变。同样,PWM态下要实现Q1、Q4管的ZVS导通,需要在谐振电感电流正向到零之前将Q1、Q4导通,这样占空比较小时,就无法实现Q1、Q4管的ZVS导通。
移相控制方式图1移相控制的全桥电路移相控制的主要波形移相控制的全桥电路如图1所示,其中,超前臂MOS管Q1、Q3的驱动信号脉宽可调(PWM控制);滞后臂MOS管Q2、Q4的驱动信号脉宽不可调,为固定50%占空比。C1~C4分别为Q1~Q4的外并电容(含Q1~Q4的寄生电容),假设容值都为C。每个桥臂的两个MOS管成180°互补导通,为了避免同一桥臂上下管同时导通,上下管需设置一个固定的死区时间。通过调节Q1、Q3驱动信号的脉宽可以调节输出电压。
三种发波方式对比:

发波方式

PWM控制 移相全桥 有限双极性
优点 ①控制简单;

①超前臂容易实现ZVS导通。
缺点 ①硬开关状态,开关损耗大; ①死区时间不好调;轻载时超前和滞后臂都难实现ZVS导通。 ①轻载时滞后臂难实现ZVS导通。

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