缓冲电路设计
可通过添加一个额外的电路，将由于 Llk1 和 COSS 之间 的谐振产生的过高电压压制到一个可接受的电平，从而 保护主开关。图 2 和 3 显示 RCD 缓冲电路及其主要波 形。当 Vds 超过 Vin+nVo 时，RCD 缓冲电路通过导通缓 冲二极管 (Dsn) 吸收漏电感中的电流。假定缓冲电容足 够大，以致其电压在一个开关周期内不会发生变化。当 MOSFET 关断并且 Vds 被充电至 Vin+nVo 时，初级电 流通过缓冲二极管 (Dsn) 流至 Csn。同时，次级二极管导 通。因此， Llk1 两端的电压为 Vsn-nVo。i sn 的斜率如下 所示：
其中， i sn 指流至缓冲电路的电流， Vsn 指缓冲电容 Csn 两端的电压，n 指主变压器的匝比，Llk1 指主变压器的漏 电感。时间 ts 可以表达为：
其中， i peak 指初级峰值电流。缓冲电容电压 (Vsn) 应该在最小输入电压和满载条件下 确定。一旦确定了 Vsn，最小输入电压和满载条件下缓冲 电路耗散的功率可以表达为：
其中，fs 指反激式转换器的开关频率。Vsn 应该为 nVo 的 2 至 2.5 倍。若 Vsn 很小，可能导致缓冲电路中出现严 重的损耗，如上面方程式所示。另一方面，由于缓冲电阻 (Rsn) 消耗的功率为 Vsn2/Rsn， 电阻可由下式得出：
应该根据功耗，选择缓冲电阻以及合适的额定功率。缓 冲电容电压的最大纹波可由下式得出：
通常，合理的纹波为 5-10%。因此，可采用上述方程式 计算缓冲电容。当转换器设计为 CCM 运行模式时，漏极峰值电流以及 缓冲电容电压随输入电压增加而降低。最大输入电压和 满载条件下的缓冲电容电压可由下式得出：
其中，fs 指反激式转换器的开关频率，Llk1 指初级端漏电 感，n 指变压器匝比，Rsn 指缓冲电阻，Ipeak2 指最大输 入电压和满载条件下的初级峰值电流。当转换器在最大 输入电压和满载条件下以 CCM 模式运行时，Ipeak2 可由 下式得出：
当转换器在最大输入电压和满载条件下以 DCM 模式运 行时， Ipeak2 可由下式得出：
其中， Pin 指输入功率， Lm 指变压器的励磁电感， VDCmax 指整流后的最大直流输入电压。验证在瞬变期间和稳态期间， Vds 最大值分别低于 MOSFET 额定电压 (BVdss) 的 90% 和 80%。缓冲二极 管的额定电压应该高于 BVdss。通常，在缓冲电路中采 用额定电流为 1 A 的超快二极管。
实例
某个采用 FSDM311 的适配器具有以下规格：85 Vac 至 265 Vac 的输入电压范围，10 W 输出功率，5 V 输出电 压，和 67 kHz 开关频率。当 RCD 缓冲电路采用一个 1 nF 缓冲电容和一个 480 kW 缓冲电阻时，图 4 显示交流 开关导通瞬间，在 265 Vac 的几个波形。
图 4. 包含 1 nF 缓冲电容和 480 kW 缓冲电阻的启动波形在图 4-7 中，通道 1 至 4 分别代表漏极电压（Vds，200 V/div），电源电压 （VCC， 5 V/div），反馈电压 （Vfb， 1 V/div）和漏极电流（Id，0.2 A/div）。内部 SenseFET 上的最大电压应力大约为 675 V，如图 4 所示。根据数 据表，FSDM311 额定电压为 650 V。额定电压过高的原 因有两个：错误的变压器设计和 / 或错误的缓冲电路设 计。图 5 显示原因。
图 5. 稳态波形，带有 1 nF 缓冲 电容和 480 kW 缓冲电阻为了保持可靠性，稳态时的最大电压应力应该等于额定
电压的 80% (650V * 0.8 = 520 V)。图 5 显示稳态时，并 且 Vin = 265 Vac 时，内部 SenseFET
上的电压应力高于 570 V。然而，Vin+nVo 约为 450 V (= 375V + 15 * 5V)， 这说明变压器匝比为
15，这是一个合理的值。因此，缓 冲电路必须重新设计。使 Vsn 为 nVo 的两倍，即 150 V，并且测得的 Llk1 和 i peak 分别为 150 μH 和 400 mA。缓冲电阻计算如下：
Rsn 释放的功率计算如下：
使缓冲电容电压最大纹波为 10%，则缓冲电容可由下式 得出：
图 6 和 7 显示采用 14 kW (3 W) 和 10 nF 时的结果。
图 6. 启动波形，带有 10 nF 缓冲电容和 14 kW 缓冲电阻
图 7. 稳态波形，带有 10 nF 缓冲 电容和 14 kW 缓冲电阻启动和稳态时内部 SenseFET 上的电压应力分别为 593 V 和 524 V。它们分别为 FSDM311 额定电压的 91.2% 和 80.6% 左右。
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