三极管优点：耐压高；缺点：电流驱动 MOS管优点：开关速度快，电压驱动 一、一键开关机电路（小鱼冠名） （知识点不多，但是电路设计很巧妙） 1.1效果 按下按键松开→ 再次按下按键松开→ 1.2电路过程及原理 1.2.1上电，开关断开 上电时，开关断开→通过，给电容充电→电容上方电压达到→三极管基级电压为0→三极管断开→MOS管栅极电压为→不小于负的→MOS管关断→ 1.2.2按下开关 电容电压为→三极管基级电压为，三极管导通；同时通过放电→MOS管栅极经三极管导通至地，MOS管栅极电压为0→小于负的→MOS管导通→，电路处于开机状态。 1.2.3松开按键 当电容电压放电到等于三极管BE之间的开启电压，约0.7v时，三极管饱和导通电流由通过提供，三极管一直开启。这时即使松开按键，电路仍处于开机状态。 三极管导通时，集电极的电压约0，所以电容的电压也会接近于0。 1.2.4再次按下按键 按下按键→电容上端电压为0，三极管基级电压为0→三极管断开，MOS管栅极电压为→MOS管关闭→ 其中，由于电阻选取的非常大，使不能通过，使三极管导通，而且电容的电压也不能升高。 1.2.5松开按键 松开按键，通过，给电容充电→电容上方电压达到，再次按下按键后，电路又处于开机状态。 1.3器件参数 输入电压3~6v，器件参数可以参考下面的数值。 1.4电路缺点 当输出端连接的负载电容比较大时，容易出现MOS管关不断的情况。可以在输出端对地接一个几百欧的限流电阻，原因如上。 1.5陈氏总结 纵观整个电路过程：开关控制电容，电容控制三极管，三极管控制MOS管。 二、延时开关电路 （本电路知识很基础，但是讲解过程非常联系单片机实际情况） 2.1效果 配合单片机程序实现长按两秒开关机，短暂按下松开其他需要的功能。 2.2电路说明 =单片机上电电压=3.3V 单片机输出口：单片机写信号 单片机输入口：给单片机信号 的作用：反馈给单片机开关S1按下与否的状态。 D4上拉电阻接到3.3v，即单片机的一直是高电平，除非按下按键，D4就导通将拉低到0.7V。由于口写程序的时候，有上下限，例如在1v以下都是低电平，2.5v以上都是高电平（模数转换）。 2.3电路过程及原理 2.3.1按下和松开开关 按下开关后，电流通过→R15→D5→S1→GND将G点电压下拉为二极管的管压降0.3v。，MOS管导通，很小，单片机上电。接受开关关闭的信号后，单片机将设置成高电平，此时由于Q9导通，无论开关是按下还是没有按下，MOS管始终导通。 类比上一个电路，该电路此时如果误操作了开关也没有事，由处的高电平来保证单片机上电，不像上一个电路利用不太可靠的电容充放电。 2.3.2延时两秒开关机 利用对开关的监视功能，开/关机时开关闭合两秒，单片机系统做亮屏/息屏、接通/断开传感器、设置高/低电平等动作，松开按钮彻底开/关机。监视下还可以编写短暂开关键的其他作用，达到长按两秒开关机，按一下就松开是其他功能。 三、与门电路（跟我学电脑冠名） （本电路十分简单，但是别出心裁的使用方法） 3.1效果 两个三极管都给高电平导通才可以驱动MOS管，输出才有电压。 四、H冠名 4.1效果 该电路和二中的电路有异曲同工之妙。 该电路可以实现软开启功能，增加一个电容（C1），一个电阻（R2）。 软开启，是指电源缓慢开启，以限制电源启动时的浪涌电流。 4.2电路过程及原理 4.2.1不上电且Control 为低电平或高阻 控制电源开关的输入信号Control 为低电平或高阻时→三极管Q2的基极被拉低到地，为低电平→Q2不导通→MOS管Q1的Vgs = 0（电源没上电）→MOS管Q1不导通→+5V_OUT 无输出。 电阻R4是为了在 Control 为高阻时，将三极管Q2的基极固定在低电平，不让其浮空。 4.2.2刚上电且Control 为低电平或高阻（实现软启动） 当电源 +5V_IN 刚上电时，要求控制电源开关的输入信号 Control 仍为低电平或高阻，即关闭三极管Q2，从而关闭MOS管Q1。 因 +5V_IN 还不稳定，不能将电源打开向后级电路输出。 电源 +5V_IN 上电完成后，MOS管G极与S极两端均为5V，仍然Vgs = 0。 电容上没有充电。 4.2.3上电完成且Control 为高电平 ①三极管Q2的基极为0.7V，可算出基极电流Ibe为： （3.3V - 0.7V） / 基极电阻R3 = 0.26mA ②三级管Q2饱和导通，Vce ≈ 0。电容C1通过电阻R2充电（现在由于三极管可以导地了），即C1与G极相连端的电压由5V缓慢下降到0V，导致Vgs电压逐渐增大。 ③MOS管Q1的Vgs缓慢增大，令其缓慢打开直至完全打开。最终Vgs = -5V。 ④利用电容C1的充电时间实现了MOS管Q1的缓慢打开（导通），实现了软开启的功能。 4.2.4上电完成且Control 为低电平 电源完全打开后，+5V_OUT 输出为5V电压。 此时将 Control 设为低电平，三极管Q2关闭，电容C1与G极相连端通过电阻R2放电，电压逐渐上升到5V，起到软关闭的效果。软关闭一般不是我们想要的，过慢地关闭电源，可能出现系统不稳定等异常。
MOS管工作时，DG、GS间结电容充电，G极电压达一定程度导通，R7泄放并加速开关。关断时，R6、D3回路放电加速开关，R6减震荡。Rc吸收尖波，D5防反峰电压击穿MOS。去掉C11、R8、D5回路，电路波形大幅震荡。 在电路中，MOS 管的 DG 和 GS 之间存在结电容，当电路工作时，DS 之间的电压会对这些结电容进行充电。随着 G 极积累的静电电压不断升高，一旦达到一定程度，MOS 管就会导通，若电压过高，甚至会导致 MOS 管损坏。此时，R7为结电容提供泄放通道，同时可以加快MOS开关速度，其阻值一般为几千欧姆左右。在MOS管关断时，R6 和 D3 构成的回路能够快速放掉栅极结电容的电荷，使得栅极电位快速下降，从而加快MOS管的开关速度。并且在高频环境下，MOSFET 的输入阻抗会降低，在特定频率范围内还会变成负阻并引发振荡，这时R6可以减少震荡。R6阻值一般较小，通常在几欧到几十欧之间。另外，由于 MOS 管存在分布电感，在其关断时会产生反峰电压。Rc部分用于吸收尖波，给反峰电压提供了释放回路。并且，D5 能够在出现反峰电压时保护 MOS 管，防止其被过高的电压击穿。经实验，若去掉由 C11、R8 和 D5 组成的回路，电路的波形会出现大幅震荡。
mos管有N沟道和P沟道两种类型。今天我们以N 沟道增强型 mos 管为例讲解，它由源极(S)、漏极(D)和栅极(G)组成。在正常工作时，当栅极-源极电压VGs大于开启电压Vth时，在栅极下方的氧化层下面会形成导电沟道，使得漏极和源极之间可以导通电流。那么为什么在关断状态下栅源极电压要为负？当mos 管要完全关断时，需要确保导电沟道消失。在理想情况下，只要VGs≤Vth，mos 管就会关断。但是在实际电路中，为了更可靠地关断mos 管，会使VGs为负值。这是因为在一些应用场景中，可能存在干扰信号或者mos 管自身的寄生电容等因素。当mos 管处于关断状态时，其栅极和源极之间存在寄生电容CGs。如果周围环境有干扰信号或者电路中其他部分的噪声等，有可能会使栅极电压升高。若此时VGs为正值且接近开启电压Vth，就可能会导致 mos 管误开启。为了避免这种情况，将VGs设置为负值，使得栅极-源极之间的电场方向与开启时相反，能够更加有效地抑制导电沟道的形成，确保mos管稳定地处于关断状态。并且，负的Vgs可以快速地将栅极积累的电荷通过适当的电路(如栅极驱动电路)释放掉，防止由于电荷积累导致的误导通。因此我们可以在不使用专用SiC-mosfet驱动芯片的前提下，将mos管的源极处电压设置为+5V，栅极电压随PWM信号变化在+23V~-5V范围内改变。当驱动信号为正时，栅源极电压差为18V ，mos管导通；当驱动信号为负时，Vgs=-5V ，mos管关闭。
最近对MOS管的驱动设计进行相关思考和仿真，这里将一些感悟写出来，仅供记录。 使用分立器件搭建MOS驱动的话，一般会使用互补的三极管搭建图腾柱电路，但是为什么会是图腾柱的结构不是半桥的结构呢？又为什么是要用三极管呢？用MOS管不可以吗？因为这些思考，便开始了一些仿真和实验。 首先，下图是经典的图腾柱结构，这个电路是可以正常驱动MOS的。 但是，这个电路存在一些不足之处，比如输出的电压总是不能到电源轨，会差一个VBE的结压降（个人认为是VBE，有些文章写的是CE结压降，但是我认为这里是电压跟随器形式，输出跟随B极电压），大约是0.7V左右，虽然存在这个问题，但是拿来驱动MOS是没问题的，因为MOS也是有一个开启电压的，但是用着总是不太舒服。同时注意这里的三极管一般选取大电流、高放大倍数的，最好是开关三极管。 由于输出受限，所以就引发了我的思考，下面是使用MOS搭建的类似电路。 首先要明确的是，上面电路基本不能正常工作。因为这样也基本是电压跟随的形式，但是输出会与输入有一个MOS开启电压的差距，显然比三极管大多了。由此导致后级的功率MOS更不能正常工作了。 然后又搭建了下面两种半桥结构的电路。 上面两种电路都勉强可以工作，但是会存在驱动管上下直通的问题，导致驱动管有直通电流会引起较大的损耗，解决的办法最好是加入死区控制。但是死区电路较为复杂且难以使用分立元件很好匹配，所以经过试验之后，引出了上面使用MOS搭建的电路，上面将MOS驱动的充放电电路使用二极管区分开来，并且使用RC对MOS的开启信号进行简单延时。效果仿真还是基本可以的，但是在输入频率变化的时候可能会影响效果，比如在LLC电路中不一定能应用。这种MOS半桥电路在有些驱动芯片的数据手册上面见到过，可能使用集成电路工艺可以实现更好的死区匹配以实现这种方式。 至于上面的三极管半桥方案，因为三极管是电流驱动器件，可以用基极电流限制最大电流，也可以利用电阻或电感减缓直通的损耗，但是不建议这样用，没太大必要，驱动MOS的话直接用三极管搭建图腾柱电路就可以实现很好的效果了。 至于死区电路，有下面的仿真。本来我想把下面电路应用，但是发现MOS的电平匹配也比较麻烦，所以就以失败暂时告终了。后面再想办法处理吧。 上面电路核心就是利用与门将原始信号和经过延时后的信号求与逻辑，可以延迟上升沿信号。同样，可以使用或门来对下降沿信号进行延迟。将设计一个小板子用来实现单独PWM信号的死区生成。
Buck芯片 部分芯片有SS引脚，该引脚为软启动引脚，特点是电压升高不是瞬间跳变而是慢慢升高到额定电压。 同步整流的BUCK电路比普通的BUCK电路效率高，成本低。所以多用同步整流芯片，少用像LM2596这样的芯片（体积大，效率低，发热严重）。 提高效率的方法： 1、使用 小的MOS管，将两个MOS管并联可以进一步减小MOS管的； 2、使用DCR小的电感，开关频率越高，使用的电感越小 3、输出电容最好用多个MLCC（0.1uF、10uF、22uF），输入电容最好用一个大的固态电容加上几个小的贴片电容（1000uF、22uF、0.1uF） 4、提高输出电流 电感选择： 电感的选择取决于输入电压与输出电压的压差、所需输出电流与芯片开关频率，计算公式如下： 计算出电感值后，购买略大于计算值的使用，电感越大电源的纹波越小，但效率越低，根据实际情况选择电感大小。 电感选型： 常用电感有非屏蔽电感、半屏蔽电感、全屏蔽电感三类。 非屏蔽电感： 半屏蔽电感（就是漏了一半电感在外面，没全包住）： 全屏蔽电感（把线全部包住）： 非屏蔽电感会产生大量的漏磁，它们会进入其它回路和滤波元件中。在噪声敏感的应用中要使用半屏蔽或全屏蔽电感，敏感电路和回路要远离电感。特别是VO到FB的走线，要避开电感和二极管，特别注意不能和电感平行。 所以最好使用全屏蔽电感，避免漏磁干扰电路。 消除Buck转换器中的EMI问题： 1、转换器中的EMI源头： 造成EMI问题的辐射源有两类：交变电场（高阻），交变磁场（低阻）。Buck架构DC/DC转换器中主要的辐射源通常是磁场。磁场辐射是由小型电流环中的高频电流形成的。电流环所生成的高频磁场会在离开环路大约0.16以后逐渐转换为电磁场。现实中造成辐射超标的原因常常是应该极小化的环路变成了大的环路，或者是附加在线路上的导线形成了多余的辐射。这些大回路或导线所形成的天线效应将在总的辐射中发挥主要的作用。 2、转换器中的电流回路 Buck架构DC/DC转换器中存在两个电流发生剧烈变化的主回路： 上图（b）所示为引脚波形，区间Q1通，Q2关；区间Q1关，Q2通。 1.当上桥MOS管Q1导通，电流从电源流出，经Q1和L1后进入输出电容和负载，再经地线回流至电源输入端。在此过程中电流的交变成分会流过输入电容和输出电容。这里说的电流路径如上图红线所示，标记为. 2.当Q1截止以后，电感电流还会继续保持原方向流动，而同步整流开关MOS管Q2将在此时导通，这时电流经Q2、L1、输出电容流动并经地线回流至Q2，其回路如上图蓝线所示，标记为. 3.电流和都是不连续的，这意味着它们在发生切换的时候都存在陡峭的上升沿和下降沿，这些陡峭的上升沿和下降沿具有极短的上升和下降时间，因而存在很高的电流变化速度，其中就必然有很多高频成分。 将整个电路拆成两个工作区域，一个是区域，一个是区域。区域在时有电流，在时没电流，电流变化率大，生成的高频噪声就多。反观区域，由于电感的存在，电流不能跳变，相对稳定，电流变化率小，产生的高频噪声就少。所以进行Buck转换器PCB布局时，区域的面积应当尽可能设计的小一点。 芯片的VIN引脚和GND引脚之间要接一个0805封装的COG（最好）或者X7R（便宜）0.1uF电容，这个小电容越靠近芯片的VIN和GND引脚越好，在此小电容旁边再并联大容量MLCC电容。例如10uF或者22uF的0805电容。 芯片开关频率小于等于5MHz，VIN引脚和GND引脚之间就用一个0.1uF的0805COG电容；大于5MHz就使用0.01uF的电容。 SW引脚与FB引脚要越远越好 3、输入和输出的滤波处理 理想情况下，输入、输出电容对于Buck转换器的开关电流来说都具有极低的阻抗。但实际上，电容都存在ESR和ESL，它们都增加了电容的阻抗，并且导致上面出现额外的高频电压跌落。这种电压跌落将在电源供应线路上和负载连接电路上形成相应的电流变化。 由于Buck转换器输入电流的不连续特性和实际为转换器供电的电源线通常都很长的缘故，输入回路A3所造成的辐射也可能是很客观的，并且可导致超出规格的传导辐射（150kHZ~30MHz），不能通过电磁兼容（EMC）的传导测试检验。 对输入滤波： 为了降低输入电容造成的电压跌落，可以在靠近Buck芯片的地方放置多种不同尺寸的低ESR的MLCC电容，例如可将1206封装的20uF和0603或0402封装的100nF电容结合起来使用。为了降低输入回路的噪声，强烈建议在输入线上添加额外的LC滤波器（如一个1uH电感+100uF电解电容），用以抑制电源输入端可能出现的振铃信号，确保输入电源的稳定。 对输出滤波： 使用不同尺寸的MLCC电容作为输出电容Cout，小尺寸的0603和0402的22nF~100nF电容效果就很好，可以有效阻止源于开关切换节点的高频噪声经由电感L1的寄生电容耦合到输出端。输出线上添加磁珠可以构成额外的LC滤波器（如一个22uF的1206MLCC+0603 4A磁珠）。但使用高频磁珠可以防止输出回路变成有效的环形天线，但要注意磁珠可能会是转换器的负载瞬态响应特性和负载调整特性变差。如果应用中的负载在这分面有严格要求，就不要使用磁珠，可以直接将转换器尽可能地靠近负载，通过对铜箔的优化布置使环路的面积最小化。 4、降低转换器的开关切换速度 如果通过PCB布局和滤波设计的优化仍然不能让一个Buck转换电路的辐射水平低于需要的水平，那就只能降低转换器的开关切换速度来降低辐射水平。 EMI辐射通常发生在50MHz~300MHz频段，部分芯片可以通过设计外围电路改变开关频率，适当降低开关频率，可以降低辐射水平。 5、在自举电路上增加串联电阻 对于大多数应用来说在自举电容Cboot上串联一个10欧姆的电阻Rboot就可以降低辐射EMI 6、RC缓冲抑制电路 正确添加RC缓冲电路可有效地抑制振铃现象，同时会增加开关切换的损耗。 在开关节点SW处和功率地之间串联一个电阻和电容，注意和的大小一定要计算正确，随意放两个上去，并不会有效果，还会减少效率。 7、RL缓冲抑制电路 就是在电源处和VIN引脚之间接一个RL并联电路，如下图和。
为什么需要使用恒流源电路，有以下几个主要原因： 【基本定义】恒流源：是一种能够提供稳定电流的电路，不因环境温度变化而改变。广泛的应用于led驱动电路中，有降压驱动和升压驱动。 1、保持电流稳定 2、延长设备寿命 3、提高效率 4、减小电压变化的影响【具体设计】简单的恒流源用分立元件可以如图1/图2搭建；图二中Q1/Q2交替导通使得R3两端电压保持在0.7v，恒流稳定在0.7/R3；对于高精度恒流源需要使用运放来控制输出，因为它提供了反馈环路给输入，控制输出稳定；对于高功率的恒流源需要更复杂的设计，但是基本框图和运放一致；【测试注意】判断高精度恒流源电路有多个关键指标，延时(Vin->电流输出)、电流过冲＜5%（电流波形上冲下冲）、上升沿和下降沿时间（反映了一块电路的响应时间）、电流波形完整（无振铃无掉坑）、一致性（不同板子直接的差异）。 PS：常见问题， 1.mos管发热是因为mos的D、S存在导通电阻，大电流流过会发热损耗。管子关断时电流续流流经体二极管，其导通压降会产生功耗。今天有个小伙伴说他的dcdc输出电流大烧坏了mos；2.如果负载电流逐渐增大，对应的输出电压会越来越低；输入功耗也需要提高，在dc source加大电流限制提供更高的功耗输入实现大的电流输出；并且要考虑电感的续流能力是否能达到10A。
我们直接进入主题，先看图（MOS管的等效模型）：图1就如上图所示，MOS就不单纯是一个MOS了，Cds,Cgd,Cgs就是MOS的寄生电容，在制造的时候寄生电容是与生俱来的，由结构特性所决定，无法消除。在图1中输入电容Cin=Cgs+Cgd输出电容Cout=Cds+Cgd其中，米勒电容也叫反向传输后电容，即CRSS=Cgd CRSS:反向传输电容。而Cdg不是恒定不变的，它会随着S极和D极之间的电压变化而变化。米勒效应的定义： 指的是MOS管G极和D极之间的CRSS(反向传输电容)在开关的作用下引起的瞬态变化的现象。以NMOS为例，如下图所示：VG驱动MOS管时，可以简单的看成给输入电容充放电的一个过程，如下波形图所示：米勒效应图接下来，我们分阶段来分析米勒效应这个波形。t0~t1阶段，电流Ig给寄生电容Cgs进行充电，注意，t1之前MOS还是处于关闭状态，也就是这个时刻的电压未能达到MOS管的导通阈值Vg(th)，直到升到t1时刻Vgs才上升到Vg(th)。t1~t2阶段，此阶段Ig依旧给Cgs充电，MOS管开始导通，Id电流开始稳步上升。t2~t3阶段，这个阶段MOS管开始进入米勒平台时期，这个时期Ig开始转移到给Cgd进行充电，此时Id最大，Vds开始下降，Vgs电压维持不变。t3~t4阶段，这个阶段Vgs会持续上升到MOS完全导通，而米勒电容Cgd也是这个时期充满。 如何减少米勒效应：危害：MOS管米勒效应产生的米勒平台，会直接影响驱动电压和MOS开通阶段的时间，也会影响MOS截止阶段驱动电压的下降时间，加长整个开关时间，增加损耗，降低整体效率。措施1：减小驱动电阻和提高驱动电压，本质上就是提高驱动电流，加快电容的充电时间。措施2：优化PCB布线，尽量缩短驱动信号线的长度，加大宽度，以减少寄生电感。措施3：选择Cdg较小的MOS管。措施4：使用零电压开关技术。好了，今天就先到这吧！祝大伙周末愉快！
信号过冲问题产生的危害要注意 信号过冲是常见的信号质量问题，如果出现信号过程时，会给电路带来损坏或者潜在的隐患问题。 对于信号过冲问题，常常发生在信号快速切换时，如低电平到高电平或者高电平到低电平的切换时间出现。 对于过冲问题，需要注意，它可能在信号的完整性，干扰等方面给整体电路带来隐患。 它可能会导致信号失真，使得信号的完整性与数据传输的准确性产生干扰，比如因过冲产生的振铃电压波动，就可能导致高低电平的读取造成误判，从而影响整体的信号传输。 同时过冲问题是会增加电磁辐射的，可能会干扰其他电路或设备，对于比较严重的过冲，甚至是会损坏接收端的电路的，比如说CMOS器件等（过冲时间过长或电压过大时造成器件失效）。 电容在刚一通电时，相当于短路 为什么电容器在刚一通电瞬间表现的像短路呢？这个主要原因就是电容在初始充电阶段的时候，内部是没有电压的，因此，电容两端的电势差为零，导致瞬时电流会快速进入电容，此时相当于短路。 这个就是电容的特性，在未通电的时候，电容的两端相当于一个没有充电的电荷存储设备，所以在通电的一瞬间，电容内部还没有电荷积累，这个时候就相当于一个空的容器，可以看成一个导体，并且这个导体电阻很低，电流可以快速的通过，所以此时是可以看成短路的，不过这个短路现象持续的时间极短，电容器会逐渐充满电荷不再表现出短路特性。
BUCK-BOOST 电路是一种常用的 DC/DC 变换电路，其输出电压既可低于也可高于输入电压，但输出电压的极性与输入电压相反。下面我们详细讨论理想条件下，BUCK-BOOST 的原理、元器件选择、设计实例以及实际应用中的注意事项。 BUCK-BOOST 电路原理BUCK-BOOST 电路简图如图 1。当功率管 Q1 闭合时，电流的流向见图 2 左侧图。输入端，电感 L1 直接接到电源两端，此时电感电流逐渐上升。导通瞬态时 di/dt 很大，故此过程中主要由输入电容 CIN 供电。输出端，COUT 依靠自身的放电为 RL 提供能量。当功率管 Q1 关断时，电流的流向见图 2 右侧图。输入端 VIN 给输入电容充电。输出端，由于电感的电流不能突变，电感通过续流管 D1 给输出电容 COUT 及负载 RL 供电。BUCK-BOOST 元器件计算及各点波形（电感电流连续模式）以下均在电感电流连续模式下讨论，即 CCM。首先我们先看一下各点理想情况下的波形： 注意事项1. 芯片与肖特基二极管 D1 的耐压均要大于输入电压与输出电压绝对值之和；2. CINB 与 C1 为芯片提供纯净电源，CINB 可以选用 10uF 以上电容即可；3. 芯片的 GND 引脚与输入、输出功率地不是同一属性，注意区分；4. BUCK-BOOST 电路的效率要低于单纯的 BUCK 或 BOOST 电路，实际使用时要注意多留余量。
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