MOS管是我们设计中经常使用到的器件，MOS管的管脚有三个：源极S（source）、栅极G（Gate）和漏极（Drain），但是实际工程应用中，很多同学对MOS管的一些导通条件和工作的基本使用不太清楚，下面我们简单提供两种方法帮忙区分下NMOS管和PMOS管，并且介绍下MOS管的开通条件。 方法一：下图是提供一种简单的区别MOS管属性（PMOS,NMOS），寄生二极管方向，大部分情况下MOS管的工作电流方向。 另外一种方法： 另外从MOS管的基本原理我们知道PMOS要形成P沟道(PNP)，所需载流子为空穴；NMOS要形成N沟道(NPN)，所需载流子为电子e。 那么我们从PMOS和NMOS的结构来理解记忆，首先和箭头相连的极是源极S，箭头方向代表电子运动的方向。如果电子从源极S流出，源极是电子的提供源泉，那么源极就是NMOS, NMOS要形成N沟道(NPN)，所需载流子为电子e。反之，则是PMOS。如果电子流向源极S，那么空穴则从源极流出，源极是空穴的提供源泉，那么源极就是PMOS，所需载流子为空穴。 MOS管的开通条件：MOS管导通条件：|Vgs| > |Vgs(th)| PMOS导通条件：Vgs小于一定的值（Vgs(th)）就会导通，这里面的Vgs(th)是负数 NMOS导通条件：Vgs大于一定的值（Vgs(th)）就会导通，这里面的Vgs(th)是正数。
1.概述 MOSFET的原意是：MOS（Metal Oxide Semiconductor金属氧化物半导体），FET（Field Effect Transistor场效应晶体管），即以金属层（M）的栅极隔着氧化层（O）利用电场的效应来控制半导体（S）的场效应晶体管。 功率场效应晶体管也分为结型和绝缘栅型,但通常主要指绝缘栅型中的MOS型（Metal Oxide Semiconductor FET）,简称功率MOSFET（Power MOSFET）。结型功率场效应晶体管一般称作静电感应晶体管（Static Induction Transistor——SIT）。其特点是用栅极电压来控制漏极电流，驱动电路简单，需要的驱动功率小，开关速度快，工作频率高，热稳定性优于GTR， 但其电流容量小，耐压低，一般只适用于功率不超过10kW的电力电子装置。 2.功率MOSFET的结构和工作原理 功率MOSFET的种类：按导电沟道可分为P沟道和N沟道。按栅极电压幅值可分为；耗尽型；当栅极电压为零时漏源极之间就存在导电沟道，增强型；对于N（P）沟道器件，栅极电压大于（小于）零时才存在导电沟道，功率MOSFET主要是N沟道增强型。 2.1功率MOSFET的结构 功率MOSFET的内部结构和电气符号如图1所示；其导通时只有一种极性的载流子（多子）参与导电，是单极型晶体管。导电机理与小功率mos管相同，但 结构上有较大区别，小功率MOS管是横向导电器件，功率MOSFET大都采用垂直导电结构，又称为VMOSFET（Vertical MOSFET），大大提高了MOSFET器件的耐压和耐电流能力。 按垂直导电结构的差异，又分为利用V型槽实现垂直导电的VVMOSFET和具有垂直导电双扩散MOS结构的VDMOSFET（Vertical Double-diffused MOSFET），本文主要以VDMOS器件为例进行讨论。 功率MOSFET为多元集成结构，如国际整流器公司（International Rectifier）的HEXFET采用了六边形单元；西门子公司（Siemens）的SIPMOSFET采用了正方形单元；摩托罗拉公司 （Motorola）的TMOS采用了矩形单元按“品”字形排列。 2.2功率MOSFET的工作原理 截止：漏源极间加正电源，栅源极间电压为零。P基区与N漂移区之间形成的PN结J1反偏，漏源极之间无电流流过。 导电：在栅源极间加正电压UGS，栅极是绝缘的，所以不会有栅极电流流过。但栅极的正电压会将其下面P区中的空穴推开，而将P区中的少子—电子吸引到栅极下面的P区表面 当UGS大于UT（开启电压或阈值电压）时，栅极下P区表面的电子浓度将超过空穴浓度，使P型半导体反型成N型而成为反型层，该反型层形成N沟道而使PN结J1消失，漏极和源极导电。 2.3功率MOSFET的基本特性 2.3.1静态特性；其转移特性和输出特性如图2所示。 漏极电流ID和栅源间电压UGS的关系称为MOSFET的转移特性，ID较大时，ID与UGS的关系近似线性，曲线的斜率定义为跨导Gfs MOSFET的漏极伏安特性（输出特性）：截止区（对应于GTR的截止区）；饱和区（对应于GTR的放大区）；非饱和区（对应于GTR的饱和区）。电力 MOSFET工作在开关状态，即在截止区和非饱和区之间来回转换。电力MOSFET漏源极之间有寄生二极管，漏源极间加反向电压时器件导通。电力 MOSFET的通态电阻具有正温度系数，对器件并联时的均流有利。 2.3.2动态特性；其测试电路和开关过程波形如图3所示。 开通过程；开通延迟时间td(on) —up前沿时刻到uGS=UT并开始出现iD的时刻间的时间段； 上升时间tr— uGS从uT上升到MOSFET进入非饱和区的栅压UGSP的时间段； iD稳态值由漏极电源电压UE和漏极负载电阻决定。UGSP的大小和iD的稳态值有关，UGS达到UGSP后，在up作用下继续升高直至达到稳态，但iD已不变。 开通时间ton—开通延迟时间与上升时间之和。 关断延迟时间td(off) —up下降到零起，Cin通过Rs和RG放电，uGS按指数曲线下降到UGSP时，iD开始减小为零的时间段。 下降时间tf— uGS从UGSP继续下降起，iD减小，到uGS 关断时间toff—关断延迟时间和下降时间之和。 2.3.3 MOSFET的开关速度。 MOSFET的开关速度和Cin充放电有很大关系，使用者无法降低Cin， 但可降低驱动电路内阻Rs减小时间常数，加快开关速度，MOSFET只靠多子导电，不存在少子储存效应，因而关断过程非常迅速，开关时间在10— 100ns之间，工作频率可达100kHz以上，是主要电力电子器件中最高的。 场控器件静态时几乎不需输入电流。但在开关过程中需对输入电容充放电，仍需一定的驱动功率。开关频率越高，所需要的驱动功率越大。 2.4动态性能的改进 在器件应用时除了要考虑器件的电压、电流、频率外，还必须掌握在应用中如何保护器件，不使器件在瞬态变化中受损害。当然晶闸管是两个双极型晶体管的组 合，又加上因大面积带来的大电容，所以其dv/dt能力是较为脆弱的。对di/dt来说，它还存在一个导通区的扩展问题，所以也带来相当严格的限制。 功率MOSFET的情况有很大的不同。它的dv/dt及di/dt的能力常以每纳秒（而不是每微秒）的能力来估量。但尽管如此，它也存在动态性能的限制。这些我们可以从功率MOSFET的基本结构来予以理解。 图4是功率MOSFET的结构和其相应的等效电路。除了器件的几乎每一部分存在电容以外，还必须考虑MOSFET还并联着一个二极管。同时从某个角度 看、它还存在一个寄生晶体管。（就像IGBT也寄生着一个晶闸管一样）。这几个方面，是研究MOSFET动态特性很重要的因素。 首先MOSFET结构中所附带的本征二极管具有一定的雪崩能力。通常用单次雪崩能力和重复雪崩能力来表达。当反向di/dt很大时，二极管会承受一个速 度非常快的脉冲尖刺，它有可能进入雪崩区，一旦超越其雪崩能力就有可能将器件损坏。作为任一种PN结二极管来说，仔细研究其动态特性是相当复杂的。它们和 我们一般理解PN结正向时导通反向时阻断的简单概念很不相同。当电流迅速下降时，二极管有一阶段失去反向阻断能力，即所谓反向恢复时间。PN结要求迅速导 通时，也会有一段时间并不显示很低的电阻。在功率MOSFET中一旦二极管有正向注入，所注入的少数载流子也会增加作为多子器件的MOSFET的复杂性。 功率MOSFET的设计过程中采取措施使其中的寄生晶体管尽量不起作用。在不同代功率MOSFET中其 措施各有不同，但总的原则是使漏极下的横向电阻RB尽量小。因为只有在漏极N区下的横向电阻流过足够电流为这个N区建立正偏的条件时，寄生的双极性晶闸管 才开始发难。然而在严峻的动态条件下，因dv/dt通过相应电容引起的横向电流有可能足够大。此时这个寄生的双极性晶体管就会起动，有可能给MOSFET 带来损坏。所以考虑瞬态性能时对功率MOSFET器件内部的各个电容（它是dv/dt的通道）都必须予以注意。 瞬态情况是和线路情况密切相关的，这方面在应用中应给予足够重视。对器件要有深入了解，才能有利于理解和分析相应的问题。 3.高压MOSFET原理与性能分析 在功率半导体器件中，MOSFET以高速、低开关损耗、低驱动损耗在各种功率变换，特别是高频功率变换中起着重要作用。在低压领域，MOSFET没有竞 争对手，但随着MOS的耐压提高，导通电阻随之以2.4-2.6次方增长，其增长速度使MOSFET制造者和应用者不得不以数十倍的幅度降低额定电流，以 折中额定电流、导通电阻和成本之间的矛盾。即便如此，高压MOSFET在额定结温下的导通电阻产生的导通压降仍居高不下，耐压500V以上的MOSFET 的额定结温、额定电流条件下的导通电压很高，耐压800V以上的导通电压高得惊人，导通损耗占MOSFET总损耗的2/3-4/5，使应用受到极大限制。 3.1降低高压MOSFET导通电阻的原理与方法 3.1.1 不同耐压的MOSFET的导通电阻分布。 不同耐压的MOSFET，其导通电阻中各部分电阻比例分布也不同。如耐压30V的MOSFET，其外延层电阻仅为 总导通电阻的29%，耐压600V的MOSFET的外延层电阻则是总导通电阻的96.5%。由此可以推断耐压800V的MOSFET的导通电阻将几乎被外 延层电阻占据。欲获得高阻断电压，就必须采用高电阻率的外延层，并增厚。这就是常规高压MOSFET结构所导致的高导通电阻的根本原因。 3.1.2 降低高压MOSFET导通电阻的思路。 增加管芯面积虽能降低导通电阻，但成本的提高所付出的代价是商业品所不允许的。引入少数载流子导电虽能降低导通压降，但付出的代价是开关速度的降低并出现拖尾电流，开关损耗增加，失去了MOSFET的高速的优点。 以上两种办法不能降低高压MOSFET的导通电阻，所剩的思路就是如何将阻断高电压的低掺杂、高电阻率区域和导电通道的高掺杂、低电阻率分开解决。如除 导通时低掺杂的高耐压外延层对导通电阻只能起增大作用外并无其他用途。这样，是否可以将导电通道以高掺杂较低电阻率实现，而在MOSFET关断时，设法使 这个通道以某种方式夹断，使整个器件耐压仅取决于低掺杂的N-外延层。基于这种思想，1988年INFINEON推出内建横向电场耐压为600V的 COOLMOS，使这一想法得以实现。内建横向电场的高压MOSFET的剖面结构及高阻断电压低导通电阻的示意图如图5所示。 与常规MOSFET结构不同，内建横向电场的MOSFET嵌入垂直P区将垂直导电区域的N区夹在中间，使MOSFET关断时，垂直的P与N之间建立横向电场，并且垂直导电区域的N掺杂浓度高于其外延区N-的掺杂浓度。 当VGS＜VTH时，由于被电场反型而产生的N型导电沟道不能形成，并且D，S间加正电压，使MOSFET内部PN结反偏形成耗尽层，并将垂直导电的N 区耗尽。这个耗尽层具有纵向高阻断电压，如图5（b）所示，这时器件的耐压取决于P与N-的耐压。因此N-的低掺杂、高电阻率是必需的。 当CGS＞VTH时，被电场反型而产生的N型导电沟道形成。源极区的电子通过导电沟道进入被耗尽的垂直的N区中和正电荷，从而恢复被耗尽的N型特性，因此导电沟道形成。由于垂直N区具有较低的电阻率，因而导通电阻较常规MOSFET将明显降低。 通过以上分析可以看到：阻断电压与导通电阻分别在不同的功能区域。将阻断电压与导通电阻功能分开，解决了阻断电压与导通电阻的矛盾，同时也将阻断时的表面PN结转化为掩埋PN结，在相同的N-掺杂浓度时，阻断电压还可进一步提高。 3.2内建横向电场MOSFET的主要特性 3.2.1 导通电阻的降低。 INFINEON的内建横向电场的MOSFET，耐压600V和800V，与常规MOSFET器件相比，相同的管芯面积，导通电阻分别下 降到常规MOSFET的1/5， 1/10；相同的额定电流，导通电阻分别下降到1/2和约1/3。在额定结温、额定电流条件下，导通电压分别从12.6V，19.1V下降到 6.07V，7.5V；导通损耗下降到常规MOSFET的1/2和1/3。由于导通损耗的降低，发热减少，器件相对较凉，故称COOLMOS。 3.2.2 封装的减小和热阻的降低。 相同额定电流的COOLMOS的管芯较常规MOSFET减小到1/3和1/4，使封装减小两个管壳规格。 由于COOLMOS管芯厚度仅为常规MOSFET的1/3，使TO-220封装RTHJC从常规1℃/W降到0.6℃/W；额定功率从125W上升到208W，使管芯散热能力提高。 .2.3 开关特性的改善。 COOLMOS的栅极电荷与开关参数均优于常规MOSFET，很明显，由于QG，特别是QGD的减少，使COOLMOS的开关时间约为常 规MOSFET的1/2；开关损耗降低约50%。关断时间的下降也与COOLMOS内部低栅极电阻(＜1Ω＝有关。 3.2.4 抗雪崩击穿能力与SCSOA。 目前，新型的MOSFET无一例外地具有抗雪崩击穿能力。COOLMOS同样具有抗雪崩能力。在相同额定电流 下，COOLMOS的IAS与ID25℃相同。但由于管芯面积的减小，IAS小于常规MOSFET，而具有相同管芯面积时，IAS和EAS则均大于常规 MOSFET。 COOLMOS的最大特点之一就是它具有短路安全工作区（SCSOA），而常规MOS不具备这个特性。COOLMOS的SCSOA的获得主要是由于转移特性的变化和管芯热阻降低。COOLMOS的转移特性如图6所示。从图6可以看到，当VGS＞8V 时，COOLMOS的漏极电流不再增加，呈恒流状态。特别是在结温升高时，恒流值下降，在最高结温时，约为ID25℃的2倍，即正常工作电流的3-3.5 倍。在短路状态下，漏极电流不会因栅极的15V驱动电压而上升到不可容忍的十几倍的ID25℃，使COOLMOS在短路时所耗散的功率限制在 350V×2ID25℃，尽可能地减少短路时管芯发热。管芯热阻降低可使管芯产生的热量迅速地散发到管壳，抑制了管芯温度的上升速度。因 此，COOLMOS可在正常栅极电压驱动，在0.6VDSS电源电压下承受10ΜS短路冲击，时间间隔大于1S，1000次不损坏，使COOLMOS可像 IGBT一样，在短路时得到有效的保护。 3.3关于内建横向电场高压MOSFET发展现状 继INFINEON1988年推出COOLMOS后，2000年初ST推出500V类似于COOLMOS的内部结构，使500V，12A的MOSFET 可封装在TO-220管壳内，导通电阻为0.35Ω，低于IRFP450的0.4Ω，电流额定值与IRFP450相近。IXYS也有使用COOLMOS技 术的MOSFET。IR公司也推出了SUPPER220，SUPPER247封装的超级MOSFET，额定电流分别为35A，59A，导通电阻分别为 0.082Ω，0.045Ω，150℃时导通压降约4.7V。从综合指标看，这些MOSFET均优于常规MOSFET，并不是因为随管芯面积增加，导通电 阻就成比例地下降，因此，可以认为，以上的MOSFET一定存在类似横向电场的特殊结构，可以看到，设法降低高压MOSFET的导通压降已经成为现实，并 且必将推动高压MOSFET的应用。 3.4 COOLMOS与IGBT的比较 600V、800V耐压的 COOLMOS的高温导通压降分别约6V，7.5V，关断损耗降低1/2，总损耗降低1/2以上，使总损耗为常规MOSFET的40%-50%。常规 600V耐压MOSFET导通损耗占总损耗约75%，对应相同总损耗超高速IGBT的平衡点达160KHZ，其中开关损耗占约75%。由于COOLMOS 的总损耗降到常规MOSFET的40%-50%，对应的IGBT损耗平衡频率将由160KHZ降到约40KHZ，增加了MOSFET在高压中的应用。 从以上讨论可见，新型高压MOSFET使长期困扰高压MOSFET的导通压降高的问题得到解决；可简化整机设计，如散热器件体积可减少到原40%左右；驱动电路、缓冲电路简化；具备抗雪崩击穿能力和抗短路能力；简化保护电路并使整机可靠性得以提高。 4.功率MOSFET驱动电路 功率MOSFET是电压型驱动器件，没有少数载流子的存贮效应，输入阻抗高，因而开关速度可以很高，驱动功率小，电路简单。但功率MOSFET的极间电容较大，输入电容CISS、输出电容COSS和反馈电容CRSS与极间电容的关系可表述为： 功率MOSFET的栅极输入端相当于一个容性网络，它的工作速度与驱动源内阻抗有关。由于 CISS的存在，静态时栅极驱动电流几乎为零，但在开通和关断动态过程中，仍需要一定的驱动电流。假定开关管饱和导通需要的栅极电压值为VGS，开关管的 开通时间TON包括开通延迟时间TD和上升时间TR两部分。 开关管关断过程中，CISS通过ROFF放电，COSS由RL充电，COSS较大，VDS（T）上升较慢，随着VDS(T)上升较慢，随着VDS（T）的升高COSS迅速减小至接近于零时，VDS（T）再迅速上升。 根据以上对功率MOSFET特性的分析，其驱动通常要求：触发脉冲要具有足够快的上升和下降速度；②开通时以低电阻力栅极电容充电，关断时为栅极提供低 电阻放电回路，以提高功率MOSFET的开关速度；③为了使功率MOSFET可靠触发导通，触发脉冲电压应高于管子的开启电压，为了防止误导通，在其截止 时应提供负的栅源电压；④功率开关管开关时所需驱动电流为栅极电容的充放电电流，功率管极间电容越大，所需电流越大，即带负载能力越大。 4.1几种MOSFET驱动电路介绍及分析 4.1.1不隔离的互补驱动电路。 图7（a）为常用的小功率驱动电路，简单可靠成本低。适用于不要求隔离的小功率开关设备。图7（b）所示驱动电路开关 速度很快，驱动能力强，为防止两个MOSFET管直通，通常串接一个0.5～1Ω小电阻用于限流，该电路适用于不要求隔离的中功率开关设备。这两种电路特 点是结构简单。 功率MOSFET属于电压型控制器件，只要栅极和源极之间施加的电压超过其阀值电压就会导通。由于MOSFET存在结电容，关断时其漏源两端电压的突然 上升将会通过结电容在栅源两端产生干扰电压。常用的互补驱动电路的关断回路阻抗小，关断速度较快，但它不能提供负压，故抗干扰性较差。为了提高电路的抗干 扰性，可在此种驱动电路的基础上增加一级有V1、V2、R组成的电路，产生一个负压，电路原理图如图8所示。 当V1导通时，V2关断，两个MOSFET中的上管的栅、源极放电，下管的栅、源极充电，即上管关断，下管导通，则被驱动的功率管关断；反之V1关断 时，V2导通，上管导通，下管关断，使驱动的管子导通。因为上下两个管子的栅、源极通过不同的回路充放电，包含有V2的回路，由于V2会不断退出饱和直至 关断，所以对于S1而言导通比关断要慢，对于S2而言导通比关断要快，所以两管发热程度也不完全一样，S1比S2发热严重。 该驱动电路的缺点是需要双电源，且由于R的取值不能过大，否则会使V1深度饱和，影响关断速度，所以R上会有一定的损耗。 4.1.2隔离的驱动电路 （1）正激式驱动电路。电路原理如图9（a）所示，N3为去磁绕组，S2为所驱动的功率管。R2为防止功率管栅极、源极端电压振荡的一个阻尼电阻。因不要求漏感较小，且从速度方面考虑，一般R2较小，故在分析中忽略不计。 其等效电路图如图9（b）所示脉冲不要求的副边并联一电阻R1，它做为正激变换器的假负载，用于消除关断期间输出电压发生振荡而误导通。同时它还可 以作为功率MOSFET关断时的能量泄放回路。该驱动电路的导通速度主要与被驱动的S2栅极、源极等效输入电容的大小、S1的驱动信号的速度以及S1所能 提供的电流大小有关。由仿真及分析可知，占空比D越小、R1越大、L越大，磁化电流越小，U1值越小，关断速度越慢。该电路具有以下优点： ①电路结构简单可靠，实现了隔离驱动。 ②只需单电源即可提供导通时的正、关断时负压。 ③占空比固定时，通过合理的参数设计，此驱动电路也具有较快的开关速度。 该电路存在的缺点：一是由于隔离变压器副边需要噎嗝假负载防振荡，故电路损耗较大；二是当占空比变化时关断速度变化较大。脉宽较窄时，由于是储存的能量减少导致MOSFET栅极的关断速度变慢。 （2）有隔离变压器的互补驱动电路。如图10所示，V1、V2为互补工作，电容C起隔离直流的作用，T1为高频、高磁率的磁环或磁罐。 导通时隔离变压器上的电压为（1-D）Ui、关断时为D Ui，若主功率管S可靠导通电压为12V，而隔离变压器原副边匝比N1/N2为12/[（1-D）Ui]。为保证导通期间GS电压稳定C值可稍取大些。该电路具有以下优点： ①电路结构简单可靠，具有电气隔离作用。当脉宽变化时，驱动的关断能力不会随着变化。 ②该电路只需一个电源，即为单电源工作。隔直电容C的作用可以在关断所驱动的管子时提供一个负压，从而加速了功率管的关断，且有较高的抗干扰能力。 但该电路存在的一个较大缺点是输出电压的幅值会随着占空比的变化而变化。当D较小时，负向电压小，该电路的抗干扰性变差，且正向电压较高，应该注意使其 幅值不超过MOSFET栅极的允许电压。当D大于0.5时驱动电压正向电压小于其负向电压，此时应该注意使其负电压值不超过MOAFET栅极允许电压。所 以该电路比较适用于占空比固定或占空比变化范围不大以及占空比小于0.5的场合。 （3）集成芯片UC3724/3725构成的驱动电路 电路构成如图11所示。其中UC3724用来产生高频载波信号，载波频率由电容CT和电阻RT决定。一般载波频率小于600kHz，4脚和6脚两端产生 高频调制波，经高频小磁环变压器隔离后送到UC3725芯片7、8两脚经UC3725进行调制后得到驱动信号，UC3725内部有一肖特基整流桥同时将 7、8脚的高频调制波整流成一直流电压供驱动所需功率。一般来说载波频率越高驱动延时越小，但太高抗干扰变差；隔离变压器磁化电感越大磁化电流越 小，UC3724发热越少，但太大使匝数增多导致寄生参数影响变大，同样会使抗干扰能力降低。根据实验数据得出：对于开关频率小于100kHz的信号一般 取（400～500）kHz载波频率较好，变压器选用较高磁导如5K、7K等高频环形磁芯，其原边磁化电感小于约1毫亨左右为好。这种驱动电路仅适合于信 号频率小于100kHz的场合，因信号频率相对载波频率太高的话，相对延时太多，且所需驱动功率增大，UC3724和UC3725芯片发热温升较高，故 100kHz以上开关频率仅对较小极电容的MOSFET才可以。对于1kVA左右开关频率小于100kHz的场合，它是一种良好的驱动电路。该电路具有以 下特点：单电源工作，控制信号与驱动实现隔离，结构简单尺寸较小，尤其适用于占空比变化不确定或信号频率也变化的场合。
在设计MOS管开关电路时，就要充分了解MOS管的工作原理。下面咱们来详细说明。 MOS管的工作区域 MOS管有三个工作区域： 截止区域 线性（欧姆）区域 饱和区域 当 VGS < VTH时，MOS管工作在截止区域。在该区域中，MOS管处于关断状态，因为在漏极和源极之间没有感应沟道。 对于要感应的沟道和MOS管在线性或饱和区工作，VGS > VTH。 栅极 - 漏极偏置电压 VGD将决定MOS管是处于线性区还是饱和区。在这两个区域中，MOS管处于导通状态，但差异在线性区域，沟道是连续的，漏极电流与沟道电阻成正比。进入饱和区，当 VDS > VGS – VTH时，通道夹断，即它变宽导致恒定的漏极电流。 电子开关 半导体开关是电子电路中的重要方面之一。像 BJT 或MOS管 之类的半导体器件通常作为开关操作，即它们要么处于 ON 状态，要么处于 OFF 状态。 理想的开关特性 对于像MOS管这样的半导体器件，要充当理想的开关，它必须具有以下特性： 在 ON 状态下，它可以承载的电流量不应有任何限制。 在关闭状态下，阻断电压不应有任何限制。 当器件处于 ON 状态时，应有零压降。 关态电阻应该是无限大的。 设备的运行速度没有限制。 理想的开关特性图 实用开关特性 但半导体开关并不是我们想的那么理想。在实际情况中，像MOS管这样的半导体器件具有以下特性。 在开启状态期间，功率处理能力是有限的，即有限的传导电流。关断状态期间的阻断电压也受到限制。 有限的开启和关闭时间，这限制了开关速度。最大工作频率也受到限制。 当器件开启时，将存在一个有限的导通状态电阻，从而导致正向压降。还会有一个有限的关闭状态电阻，这会导致反向漏电流。 实际的开关在开启状态、关闭状态以及过渡状态（从开启到关闭或从关闭到开启）期间都会经历断电。 实用开关特性图 MOS开关电路实例1 在下图所示的电路中，增强型 N 沟道MOS管用于切换简单的灯“ON”和“OFF”（也可以是 LED）。 栅极输入电压VGS被带到适当的正电压电平以打开器件，因此灯负载要么“打开”，（VGS= +ve），要么处于将器件“关闭”的零电压电平，（VGS = 0V）。 如果灯的电阻负载要由电感负载（如线圈、螺线管或继电器）代替，则需要与负载并联一个“续流二极管”，以保护MOS管免受任何自生反电动势的影响。 MOS开关电路 上面显示了一个非常简单的电路，用于切换电阻负载，例如灯或 LED。但是，当使用功率MOS管切换感性或容性负载时，需要某种形式的保护来防止MOS管器件受损。驱动感性负载与驱动容性负载的效果相反。 例如，没有电荷的电容是短路的，导致高“涌入”电流，当我们从感性负载上移除电压时，随着磁场崩溃，我们会产生很大的反向电压，从而导致感应绕组中的感应反电动势。 MOS开关电路功耗计算 我们假设灯的额定电压为 6v、24W 并且完全“开启”，标准MOS管的通道导通电阻 ( RDS(on) ) 值为 0.1ohms。计算MOS管开关器件的功耗。 流过灯的电流计算如下： MOS开关电路电流计算公式 那么MOS管中消耗的功率将为： MOS管开关电路功耗计算公式 P沟道MOS管开关电路实例 在上图我们将 N 沟道 MOS管视为开关，MOS管放置在负载和地之间。这也允许 MOS管的栅极驱动或开关信号以地为参考（低侧开关）。但在某些应用中，如果负载直接接地，我们需要使用 P 沟道增强型 MOS管。如下图所示。 P沟道MOS管开关电路 在这种情况下，MOS管开关连接在负载和正电源轨（高端开关）之间，就像我们使用 PNP 晶体管一样。 在 P 沟道器件中，漏极电流的常规流动方向为负方向，因此施加负栅源电压以将晶体管“导通”。 这是因为 P 沟道MOS管是“倒置”的，其源极端子连接到正电源+VDD。然后，当开关变为低电平时，MOS管变为“ON”，当开关变为高电平时，MOS管变为“OFF”。 P 沟道增强型MOS管开关的这种倒置连接允许我们将其与 N 沟道增强型 MOS管串联连接，以产生互补或 CMOS 开关器件，如上图所示为跨双电源。 MOS开关电路实例2 了解了MOS管的工作原理及其工作区域，就很容易知道MOS管是如何作为开关工作的。通过考虑一个简单的示例电路，将了解 MOS管作为开关的操作。 MOS开关电路图 这是一个简单的电路，其中 N 沟道增强模式MOS管将打开或关闭灯。为了将MOS管用作开关，它必须工作在截止和线性（或三极管）区域。 假设设备最初是关闭的。栅极和源极之间的电压，即 VGS适当地设为正值（从技术上讲，VGS > VTH），MOSFET 进入线性区域并且开关导通。这使灯打开。 如果输入栅极电压为 0V（或技术上 < VTH），则MOS管进入截止状态并关闭。这反过来会使灯关闭。 MOS开关电路实例3 考虑一种情况，如果你想使用微控制器对 12W LED (12V @ 1A) 进行数字控制。当你按下连接到微控制器的按钮时，LED 应打开。当你再次按下相同的按钮时，LED 应熄灭。 很明显，你不能在微控制器的帮助下直接控制 LED。这个时候你就需要一种设备来弥合微控制器和 LED 之间的差距。 该设备应从微控制器接收控制信号（通常该信号的电压在微控制器的工作电压范围内，例如 5V）并为 LED 供电，在这种情况下来自 12V 电源。 而这个设备是MOS管，上述场景的设置如下电路所示。 MOS开关电路图 当逻辑 1（假设为 5V 微控制器，逻辑 1 为 5V，逻辑 0 为 0V）提供给MOS管的栅极时，它打开并允许漏极电流流动。结果，LED 亮起。 类似地，当 MOS管的栅极为逻辑 0 时，它会关闭，进而关闭 LED。 因此，你可以通过微控制器和MOS管的组合对大功率设备进行数字控制。 MOS管开关电路需要注意的因素---MOS管的功耗 需要考虑的一个重要因素是MOS管的功耗。考虑一个漏源电阻为 0.1Ω 的MOS管。在上述情况下，即由 12V 电源驱动的 12W LED 将导致 1A 的漏极电流。 因此，MOS管消耗的功率为 P = I 2 * R = 1 * 0.1 = 0.1W。 这看起来是一个比较低的值，但如果你使用相同的 MOS管驱动电机，情况会略有不同。电机的启动电流（也称为浪涌电流）会非常高。 MOS管驱动电路图 因此，即使 RDS 为 0.1Ω，电机启动期间消耗的功率仍会非常高，这可能会导致热过载。因此，RDS将是你的应用选择 MOS管的关键参数。 此外，在驱动电机时，反电动势是设计电路时必须考虑的重要因素。 使用MOS管驱动电机的主要优点之一是输入 PWM 信号可用于平滑控制电机的速度。 MOS开关电路实例4 下图显示了一个使用 n 沟道增强型MOS管作为开关的简单电路。此处，MOS管的漏极端子 (D)通过漏极电阻RD连接到电源电压 VS ，而其源极端子 (S) 接地。此外，它在其栅极端子 (G) 处施加输入电压Vi ，而输出 Vo从其漏极汲取。 MOS开关电路图 现在考虑施加的Vi为 0V 的情况，这意味着MOS管的栅极端子未偏置。因此，MOS管将关闭并在其截止区域中工作，在该区域中，它为电流提供了一个高阻抗路径，这使得 IDS几乎等于零。 结果，即使RD上的电压降也将变为零，因此输出电压Vo将变得几乎等于VS。接下来，考虑施加的输入电压Vi大于器件的阈值电压VT的情况。在这种情况下，MOS管将开始导通. 如果 V提供的S大于器件的夹断电压 VP（通常会如此），则MOS管开始在其饱和区工作。这进一步意味着该器件将为恒定 IDS的流动提供低电阻路径，几乎就像短路一样。结果，输出电压将被拉向低电压电平，理想情况下为零。 从上面的分析可以看出，输出电压在 VS和零之间变化，这取决于所提供的输入分别是小于还是大于 VT。因此，可以得出结论，当使MOS管s在截止和饱和工作区域之间工作时，可以使MOS管起电子开关的作用。 n 沟道耗尽型 MOS管开关电路 与 n 沟道增强型MOS管的情况类似，n 沟道耗尽型 MOS管也可用于执行开关动作，如下图所示。这种电路的行为与上面的解释几乎相同，除了事实上，对于截止，栅极电压 VG需要设为负值，并且应小于 -V。 n 沟道耗尽型 MOS管开关电路图 p 沟道增强型MOS管开关电路 下图显示了将 p 沟道增强型MOS管用作开关的情况。这里可以看出，电源电压 VS施加在其源极端子 (S) 上，栅极端子提供输入电压 Vi，而漏极端子通过电阻RD接地。 p 沟道增强型MOS管开关电路图 此外，从MOS管的漏极端子通过RD获得电路Vo的输出。在 p 型器件的情况下，传导电流将来自空穴，因此会从源极流向漏极 ISD，而不是从漏极流向源极（IDS) 与 n 型器件一样。 现在，让我们假设只有MOS管的栅极电压 VG的输入电压变低。这会导致MOS管开启并为电流提供低（几乎可以忽略不计）电阻路径。 结果，大电流流过器件，导致电阻 RD上的电压降很大。这反过来导致输出几乎等于电源电压VS 。接下来，考虑Vi变高的情况，即当Vi将大于器件的阈值电压（这些器件的 VT将为负值）。在这种情况下MOS管将关闭并为电流提供高阻抗路径。这导致几乎为零的电流导致输出端子处的电压几乎为零。 p 沟道耗尽型MOS管开关电路 与此类似， p 沟道耗尽型MOS管也可用于执行开关动作，如下图所示。该电路的工作原理与上述电路几乎相似，只是此处的截止区域为仅当 Vi = VG为正且超过器件的阈值电压时才会出现。 p 沟道耗尽型MOS管开关电路图
最近看到一个关于上下拉电阻的问题，发现不少人认为上下拉电阻能够增强驱动能力。随后跟几个朋友讨论了一下，大家一致认为不存在上下拉电阻增强驱动能力这回事，因为除了OC输出这类特殊结构外，上下拉电阻就是负载，只会减弱驱动力。但很多经验肯定不是空穴来风，秉承工程师的钻研精神，我就试着找找这种说法的来源，问题本身很简单，思考的过程比较有趣~ 二极管逻辑 今天已经很难看到二极管逻辑电路了，其实用性也不算高，不过因为电路简单，非常适合用来理解基本概念。一个最简单的二极管与门如下图所示。与门实现逻辑与操作Y=A&B，即A或者B任意为L的时候，输出Y为L，只有当A和B都为H时，Y才为H。基本二极管与门假设二极管无导通压降，在这个电路中，二极管充当了单向开关的角色，当A和B等于VDD时，两根二极管反向截至，Y被电阻上拉到VDD，这是Y就是H；当A或者B任意一端为GND时，二极管导通，因为二极管导通时电阻很小，远小于上拉电阻，所以Y被拉到了GND，即逻辑L。至于二极管或门，只要把二极管转一下，再把电阻从拉到VDD改成拉到GND就可以了，非常简单。基本二极管或门基本原理你看，在这么原始的逻辑电路中就已经出现了上下拉电阻，这里面的原理也非常简单粗暴：利用开关的闭合（电阻为0）和开启（电阻无穷大）的特性，配合电阻，就可以轻松实现两种电压的输出。这种电路还有一个变形，就是用恒流源取代电阻，一方面集成电路工艺，恒流源比电阻更容易获得，另一方面恒流源的驱动能力也更好。根据开关和电阻（或恒流源）的相对位置，有以下基本电路：即开关接到GND（L）或开关接到VDD（H）。几种开关电路接法这几种电路都是由开关的闭合或开启决定了VOUT是VDD还是GND。开关的相对位置不同，还决定了电路在某一状态下的驱动能力：开关的导通电阻为0，可视为驱动力无穷大，可是电阻（或恒流源）的驱动能力呢，只有VDD/R（或者恒流I），这就导致了电路在输出H或L的时候驱动能力不对称（换一个说法，就是电路在输出H或者L的时候，输出阻抗不一样）。除了驱动能力的问题，这种单开关加电阻的模式还会带来静态功耗的问题，因为只要开关闭合，不管外部有没有负载，都会消耗电流。既然开关的驱动力比电阻强，那么能不能把电阻也换成开关？恭喜你，发现了现代CMOS逻辑电路的基本单元：俩互补的开关。这样不管输出H还是输出L，驱动能力都是无穷大！好的，这时候上下拉电阻就不见了。这样两个开关的电路还多出来了一种状态：当两个开关都开启时，VOUT即不是VDD也不是GND，而是一个悬空的状态（即高阻态，Hi-Z），这时候外部给什么信号它就是什么状态。这样又出现了一个新的逻辑门大类：三态逻辑门。互补开关电路 上下拉电阻增强驱动能力？ 很多经验不是空穴来风，只是在流传的过程中丢失了重要的前提条件。上一节也看到了有一些逻辑器件，他们输出高和输出低时的驱动能力差别很大。TTL（70xx、74Fxx、74Sxx、74LSxx等）家族的器件就属于这种类型，如下图是7404（TTL反相器）的原理图，由于非对称的输出级设计，输出为高时驱动能力只有0.4mA，而输出低时居然能输出16mA的电流（手册中的输出电流不是晶体管或者电路本身的极限，而是超过这个电流以后，输出的电压可能无法满足逻辑族的要求）。 7404的简化电路这个时候在输出端口外加一个上拉电阻，就可等效以增强端口在输出H时的驱动能力，但代价是端口输出L时，驱动能力相应地减弱，不过这时候芯片输出能力足够强，用这点代价来换取另一个状态下驱动能力的增强，还是划算。带上拉电阻的7404下表是仿真有无上拉电阻时，负载电流与输出电压的关系，可以看到上拉电阻确实增强了在一定负载下的输出电压，不过当负载电流较大时效果并不明显，而且边际效应也很显著，当上拉电阻减小到一定程度以后，增强效果也不太显著，而且会大大增加静态功耗。带不同上拉电阻的7404输出电压与负载电流的关系既然非对称的输出级有这样的问题，那为啥不能把这个驱动器设计成上下对称的呢？ 一方面，如果要设计成上下对称的结构，上管需要用P管，而当时的工艺限制，P管各方面性能都不如N管，速度、功耗和成本都不是很划算，所以能看到很多上年代的芯片，内部几乎没有P管（包括MOS工艺的器件也是）。另一方面，TTL输入结构的特点，输入为H时所需电流很小，而输入为L所需的输入电流很大，这样对输出L时的驱动能力要求就很高，反而对输出H时没有驱动能力要求（TTL输入悬空时等效为H）。但TTL的这种特点，又会带来一个比较麻烦的问题：下拉电阻值需要很大才能满足要求，而下拉电阻太大则会导致输出高时负载太重以至于无法达到规定电压，所以TTL要尽量避免使用下拉。下图是仿真结果，因为这是一个反相器，所以下拉时输出高是所期望的，而下拉电阻超过1.8kΩ时已经无法满足TTL定义的最低高电平标准了；而上拉时，就算上拉电阻达到20kΩ，也丝毫不影响输出。TTL上下拉电阻取值与输出电压的关系 CMOS电路 相信现在已经没多少人会在设计时选用TTL家族的器件了，可能多数人都没接触过这类器件，最常用的还是CMOS家族（HC、HCT、LVC、CD4000等）。CMOS家族的东西就比较简单粗暴，上下对称的结构，上下管驱动能力也基本一致，这个时候输出的上下拉电阻对增强驱动能力几乎没有帮助不说，还加重了负载，属于得不偿失（其实多数情况下是无关痛痒）。下图是基本的CMOS反相器，只需要一对互补的MOS管即可实现（现实中的CMOS反相器一般是三对这种管子级联出来的，为了提高开环增益）。但是CMOS器件的输入悬空时，不会被拉向任何一个方向，处于一种浮空的状态，这样会造成输出紊乱，不是我们所希望的结果，这种情况下需要在输入端接入上拉或者下拉电阻给电路提供一个确定的状态。一般可拔插的对外接口（如JTAG）需要在I/O上加上上下拉电阻，有三态的总线视工作情况也可能需要上下拉，不过大多数的CMOS电路不需要额外的上下拉电阻。CMOS器件在使用是一般要加上下来避免输入悬空因为CMOS输入是电压控制型，输入阻抗很高，所以上下拉电阻的值可以很大，理论上用MΩ级别的电阻都没问题。不过理论归理论，工程师得认清现实。现实的CMOS输入结构，为了保护MOS管的栅极，会在栅极上加入ESD二极管，二极管反向偏置的时候是有漏电流的，还会随温度的升高还会指数增长！所以CMOS电路的上下拉电阻一般在100kΩ以下，一些制程比较先进的CPU，I/O口的漏电流或者上下拉电流较大，上下拉电阻一般取在几kΩ级别。所以设计上下拉电阻前一定要仔细阅读芯片手册，查查I/O的输入电流，看看取什么样的电阻值才合理。CMOS输入有ESD二极管 其他需要上下拉的情况 开集（Open-Collector）和开漏（Open-Drain）的输出结构往往也需要加上拉电阻。OC和OD输出结构只有下管，所以只能输出L和高阻（Hi-Z）两种状态，而高阻态是难以被电路识别的，所以需要合适的上拉电阻把高阻态转变为高态。OC（左）和OD（右）输出结构虽然OC和OD输出结构看起来很复古，使用时也需要外接电阻有点麻烦，但这种结构最大的好处就是可以做线与，也就是多个OC或者OD可以接到一起，只要其中一个输出L，总线就是L，这在多外设中断和电源时序控制方面很常用。OC/OD的线与接法I2C也是OC/OD结构，这样很轻松就能在一条数据线上双向传输数据而不需要额外的方向控制信号，而CAN总线则巧妙地利用线与特性来实现总线仲裁。在处理OC或者OD电路的时候，一定要注意评估总线负载电容、上拉电阻与所需速度的关系，负载电容越大，速度越快，所需的上拉电阻要越小。比如I2C总线，如果只挂载了一片从设备，使用4.75kΩ的上拉电阻可能就满足400kHz的总线要求了，但如果挂了10片从设备呢，1kΩ的上拉电阻也不一定能搞定100kHz的总线速度，这种时候可能得考虑总线负载隔离或者降低总线速度了。下图是在200pF负载电容情况下，上拉电阻为500Ω、1kΩ、2kΩ、4.75kΩ和10kΩ下的波形，可以看到上拉电阻越大，对电容充电速度越慢，所以上升沿也越慢，当上拉电阻不合适时上升沿已经严重变形，无法保证正常工作。OC电路不同上拉电阻对波形的影响 冷知识 逻辑反相器可以当成放大器来用！不是开玩笑，我还真见过产品上用这种骚操作的，只需要把反相器接成反向放大器就可以了，不过逻辑器件当线性器件用，性能嘛...逻辑反相器（非门）当成线性放大器用本文来源:嵌入式专栏
介绍了电源电路中的防反接、过压保护机制，以及如何通过缓启动电路来优化性能。通过稳压管、三极管和RC网络的组合，实现对电源输入异常情况的有效防护。 一、防反接电路 电源正确接入时 电流从 VIN 端流向负载，经由 Q3(NMOS) 通向地（GND）。在上电瞬间，由于 MOS 管的体二极管效应，地回路通过体二极管接通。接下来，由于 Vgs(门源电压)大于 Vgsth(门限电压)，MOS管导通。 电源反向接入时 电流从 GND 源端流向负载体二极管不导通，且 Vgs 电压不符合要求，因此NMOS管不导通，电路中不存在电流回路，导致负载断路，实现了保护机制。在正常电源接入情况下，电流从源（S）端流向漏（D）端。 注意：Vgs不能超过NMOS管的Vgs最大额定值。所以在电路中引入了一个稳压管 D1，稳压到12V，以避免损坏MOS管。 二、防过压电路 正常电压输入时 当 VIN 正常输入电压时，稳压管没有反向击穿，R1，R2 电流基本为0。Q1(PNP三极管) 的 Vbe=0，即 Q1 不导通。Q2(PMOS) 的 Vgs 由 D2(稳压二极管) 决定，若 VIN 输入超过 D2 的稳压值则击穿为 12V，所以 Q2 导通，即电源正常工作。 过电压输入时 当 VIN 输入大于正常输入电压，此时 Vin>Vbr，D1(稳压管) 被击穿，其上电压为 Vbr。Q1(PNP三极管) 导通，VCE≈0，即 Q2(PMOS) 的Vgs≈0，Q2 不导通，电路断路，即实现了过压保护。 三、缓启动电路 在防过压的基础上加一个 RC 电路对 C1 电容进行充电来延迟三极管的导通时间实现缓启动的功能。 四、防反接&防过压&缓启动电路一体 将上述三种保护电路结合到一起，并添加一个TVS二极管，和RC吸收电路，同时将功率地、数字地和模拟地分开，通过一个0Ω电阻进行单点连接。
在电子电路中，MOS管和IGBT管会经常出现，它们都可以作为开关元件来使用，MOS管和IGBT管在外形及特性参数也比较相似，那为什么有些电路用MOS管？而有些电路用IGBT管？下面我们就来了解一下，MOS管和IGBT管到底有什么区别吧！ 什么是MOS管？ 场效应管主要有两种类型，分别是结型场效应管（JFET）和绝缘栅场效应管（MOS管）。MOS管即MOSFET，中文全称是金属-氧化物半导体场效应晶体管，由于这种场效应管的栅极被绝缘层隔离，所以又叫绝缘栅场效应管。 MOSFET又可分为N沟耗尽型和增强型；P沟耗尽型和增强型四大类。 ▲ MOSFET种类与电路符号 有的MOSFET内部会有个二极管，这是体二极管，或者叫寄生二极管、续流二极管。关于寄生二极管的作用，有两种解释：1、MOSFET的寄生二极管，作用是防止VDD过压的情况下，烧坏MOS管，因为在过压对MOS管造成破坏之前，二极管先反向击穿，将大电流直接到地，从而避免MOS管被烧坏。 2、防止MOS管的源极和漏极反接时烧坏MOS管，也可以在电路有反向感生电压时，为反向感生电压提供通路，避免反向感生电压击穿MOS管。 MOSFET具有输入阻抗高、开关速度快、热稳定性好、电压控制电流等特性，在电路中，可以用作放大器、电子开关等用途。 什么是IGBT？ IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)，绝缘栅双极型晶体管，是由晶体三极管和MOS管组成的复合型半导体器件。 IGBT作为新型电子半导体器件，具有输入阻抗高，电压控制功耗低，控制电路简单，耐高压，承受电流大等特性，在各种电子电路中获得极广泛的应用。 IGBT的电路符号至今并未统一，画原理图时一般是借用三极管、MOS管的符号，这时可以从原理图上标注的型号来判断是IGBT还是MOS管。 同时还要注意IGBT有没有体二极管，图上没有标出并不表示一定没有，除非官方资料有特别说明，否则这个二极管都是存在的。 IGBT内部的体二极管并非寄生的，而是为了保护IGBT脆弱的反向耐压而特别设置的，又称为FWD（续流二极管）。 判断IGBT内部是否有体二极管也并不困难，可以用万用表测量IGBT的C极和E极，如果IGBT是好的，C、E两极测得电阻值无穷大，则说明IGBT没有体二极管。 IGBT非常适合应用于如交流电机、变频器、开关电源、照明电路、牵引传动等领域。 MOS管和IGBT的结构特点 MOS管和IGBT管的内部结构如下图所示。 IGBT是通过在MOSFET的漏极上追加层而构成的。 IGBT的理想等效电路如下图所示，IGBT实际就是MOSFET和晶体管三极管的组合，MOSFET存在导通电阻高的缺点，但IGBT克服了这一缺点，在高压时IGBT仍具有较低的导通电阻。另外，相似功率容量的IGBT和MOSFET，IGBT的速度可能会慢于MOSFET，因为IGBT存在关断拖尾时间，由于IGBT关断拖尾时间长，死区时间也要加长，从而会影响开关频率。 选择MOS管还是IGBT？ 在电路中，选用MOS管作为功率开关管还是选择IGBT管，这是工程师常遇到的问题，如果从系统的电压、电流、切换功率等因素作为考虑，可以总结出以下几点： 也可从下图看出两者使用的条件，阴影部分区域表示MOSFET和IGBT都可以选用，“？”表示当前工艺还无法达到的水平。 总的来说，MOSFET优点是高频特性好，可以工作频率可以达到几百kHz、上MHz，缺点是导通电阻大在高压大电流场合功耗较大；而IGBT在低频及较大功率场合下表现卓越，其导通电阻小，耐压高。 MOSFET应用于开关电源、镇流器、高频感应加热、高频逆变焊机、通信电源等等高频电源领域；IGBT集中应用于焊机、逆变器、变频器、电镀电解电源、超音频感应加热等领域。
扫码关注面包板社区
