这是第二个专题，将讨论转换器的类型和集成度，深入介绍LDO和开关稳压器。

第三个专题分为两部分，其中包括了如何开始进行电源设计的大量信息，以及ADI工具箱中的电源相关工具。

将讨论转换器的类型。首先是LDO，然后是基于电感的开关稳压器，最后是电荷泵型开关稳压器。

稳压器可以抑制输入电源上的噪声，但是程度有限，稍后讨论。

稳压器一般可通过电阻分压器进行编程。

在这个例子中，有一个控制电路用于调整元件，调整元件是一个晶体管。控制电路内部有一个基准源；我们用这个电阻分压器来划分输出电压，这样输入稳压器控制部分的电压就是相同的了。处于调节状态时，此电压为基准电压。这就是我们设置输出电压的办法，适用于各种类型的稳压器。

线性稳压器尺寸较小，易于实现。

输出范围上限就是输入电压减去压差，压差是输入输出之间的最小电压Vdropout，基本上由调整管的饱和电压决定。调整管可以像双极晶体管，如上图，也可以是mosfet。

不同稳压管的压差不同。在某些情况下，压差可能是几十毫伏到大约0.5V。

有些LDO可以将输出一直调节到0V，其架构与图中略有不同。其他稳压器的输出以控制电路中的基准电压为限制。

LDO的纹波通常很低，可能会低于1mVpp。

缺点是效率低。效率很好算，就是输出电压除以输入电压。如果输入12V，输出3V，效率就是25%，非常低。但这对于某些应用是有意义的。

LDO简单易用，这是LT1761-5的一个例子。它是固定输出器件，输出不可编程。我们前面看到的电阻分压器实际上位于芯片内部，预设为5V。这里是您所需的所有器件，只有一个输入电容、一个小滤波电容和一个输出电容，仅此而已。输入范围是5.4V到20V，输出为5V，100mA。

使用LDO时，务必要检查功耗。功耗等于电压乘以电流，对于LDO来说，功耗等于其两端压降即Vin-Vout，乘以输出电流。我们总是要考虑最坏的情况，也就是输出电流最大时。此LDO（LT1761-5）是一个100mA器件，这就是最大输出电流。您的应用中可能仅消耗10mA或者20mA电流，这完全没有问题。但如果电路板发生故障，或某个电路出现异常，则此时最多可能消耗100mA电流，然后稳压器进入限流状态。因此，进行功耗分析时，我们要确保方程中使用Iout_MAX。

对于功耗，PD=（Vin-Vout）*Iout（max）。那么LDO可以处理多大的功率呢？要回答这个问题，我们需要知道最大环境温度，也就是器件在其工作环境中中所能承受的最高温度。PC板上的预期最高温度是多少？器件将被放在哪里？知道这些信息后，便可计算结温。

计算方法参见公式，QJA是从芯片到周围空气的热阻，它是一个效率指标，用于衡量器件从芯片表面获取热量，通过封装传导到PC板，最终释放到周围空气中的效率。

来看一个具体例子，LT1763结温最大温度为125摄氏度，该器件有两种封装形式，塑料DFN和塑料SO-8，它采用8引脚小尺寸封装。上面是数据手册中对于这两个封装的简要说明，DFN热阻为40℃/W，SO-8为70℃/w。

同一个芯片为啥有两种结温数值呢？答案就是封装不同。DFN封装底部有一个较大的裸露铜散热器，通常直接焊接到PC板上，提供了一条紧密耦合的良好散热路径，以便热量直接从封装进入PC板的接地层。这可以将热量释放到周围空气中，达到散热目的。由于这样的散热器，所以其热阻很低。

小尺寸封装中没有散热器，热量只能通过器件引脚散出，它有八个引脚，但将芯片热量散发到空气中的热路径并不那么有效，所以采用此封装的芯片热阻不会很低。

计算例子中，使用DFN封装，结温是合适的，距离125摄氏度还有30℃呢，但是如果换成SO-8，就很紧张了，万一有东西阻止热量消散，或者环境温度升高了，运行温度就会超过芯片绝对额定最大值，导致它损坏。在此高温下运行也会影响器件的长期可靠性，因此，在这个应用中不推荐SO-8。

热阻JA通常是保守值，数据手册中会标注测试条件，该值通常是在静止空气中测量，也就是在测试环境中，器件位于电路板上，但没有气流。热阻JA值通常是在此类条件下测量并计算的。如果有气流或者风扇将空气吹过电路板，这将会有效降低热阻JA，并提高热性能。因此，如果有气流此值会减小。一些情况下会采用液冷方式，此时会使用冷却板。这是个中空金属板，通过螺栓固定在电路板上，它会接触到电路板上的所有高温部分。金属板内有冷却液流过。冷却液吸收热量后进入冷却器，液体冷却可以显著降低电路板上器件的热阻。

功耗可能是LDO的一个问题，有没有办法可以降低功耗呢？在LDO上游放置降压器件，可以缓解功耗过大的问题。

我们可以使用功率电阻，一个或多个二极管，或者齐纳二极管来设计。这些器件的作用是，LDO的输入和Vin隔离开了，就电阻而言，如果有电流流过它就会产生压降，因此，输入不是12V，而是10V、6V或者5V等。这样就能减小LDO两端的压降了。

齐纳二极管的工作原理类似。有电流流过时，齐纳二极管就会进入导通状态，并且其额定电压是一个特定值，因此，也可以减小LDO上输入到输出的压降。

需要注意的是，由于全部采用串联结构，所以总功耗是不变的。假设输入为12V电压，消耗500mA电流，那么电路仍然要消耗6W的输入功率。我们所做的只是将LDO的部分功耗转移到其他元件。

需要注意的是，每个LDO均指定了压降，如果负载发生了变化，升高或者降低，那么正如我们在上个专题中看到的，输出可能会有偏差。当负载升高时，输出电压会下降，当控制器明白发生了什么事情后才会恢复。但更关键的是，负载降低时，会出现少许过冲。如果过冲导致输出电压达到输入电压与压差的和，那么在情况恢复之前，LDO将难以调节输出。

有没有更好的办法降低功耗？答案是肯定的。这是一种很常见的类型，在LDO上游使用开关稳压器。开关稳压器可以将输入电压降低到某个较低的值。开关稳压器上可能存在一些噪声，但LDO可以清除该噪声。开关稳压器可以高效地降低进入LDO的电压。我们可以将此降压稳压器的输出电压设置为LDO的输出加上大约0.5V，或者0.7V。如果我们希望LDO输出3V，那便可以将此开关稳压器输出设置为3.5V，这就为LDO提供了足够的运行空间，同时大大降低了LDO的功耗。降压稳压器可以高效地完成此任务。开关稳压器的工作方式使其功率损耗非常小。

LDO的其他特性。输出纹波可以非常低，这是我们之前提过的1761，这是直接从数据手册中截取的示波器图，说明了LDO的输出噪声。其RMS为20uV，非常非常低。对于某些类型来说，非常合适。

那么，纹波为啥如此重要？某些类型的负载电路，特别是ADC，DAC，SERDES（串行器-解串器），以及射频电路，其电源电压抑制比PSRR相对较低。所以供电轨上的噪声和纹波可能会出现在这些电路的输出中，导致性能降低。还是那句话，如果你花10、15、20美元购买了一颗高速ADC，是希望获得该器件数据手册所描述的性能。如果为数据转换器供电的电源噪声很大，那么您可能无法获得预期的性能。

这是数据转换器输出的示例，可以看到中心频率两边有杂散，这些杂散可能就是由电源噪声引起的。对于SERDES电路来说，通常使用眼图来鉴定，我们来回运行数据，并通过示波器进行监测，您会得到这个眼图。如果眼图状态良好，且中间开阔，则意味着电路运行良好，数据边缘没有太多的抖动。这非常好。如果电源有噪声，眼图就会趋于闭合，这表明某些因素正在干扰SERDES，导致其无法稳定运行，出现了抖动现象。

这是一个典型的LDO应用，其中使用了开关稳压器，然后通过LDO获得安静、稳定的输出。需要注意的是，所有LDO的带宽都是有限的，这里所说的带宽指的是控制环路的带宽。如果负载电路对噪声敏感，我们必须注意会出现哪些频率，这种噪声是什么样的？LDO本身的PSRR是多少？还有噪声密度，LDO本身会产生一些噪声，我们必须检查这是否符合负载的要求。

这些信息截取自运行非常安静的LDO LT3042的数据手册，其中描述了PSRR与频率的关系，可以看到，在100Hz和1KHz等低频时，PSRR达到了110dB，非常惊人。随着频率的提高，此数值降低，在1MHz时，PSRR为80dB，仍然相当好。80dB表示10 000:1。如果开关稳压器输出端有10mV的纹波，并且开关频率为1MHz，3042将会把10mV降低至1uV，太棒了。我对这样的性能非常激动。我们需要阅读数据手册，这是第一，number one。

这是另一款稳压器LT1763的曲线图，这款器件比较老旧，没有3042那样的宽带宽控制电路。我们看到，在1MHz时，PSRR电源抑制比仅为23dB。这会让更多来自开关稳压器的纹波和噪声穿过LDO，出现在输出端。

这是第三个例子，ADM1754。这颗器件也非常不错，在1MHz的PSRR为70dB。如果电路很敏感，噪声和纹波会产生影响，那么您就需要注意这些事情。

我们给LDO做一个小结。补充图中的内容，LDO适用于高压差小电流，低压差大电流，否则效率、功耗是个大问题。

转向开关稳压器，一类是电感类型的，它们的尺寸比LDO稍大，但其Vin和Vout之比的范围通常非常宽。效率也远高于LDO。但是，开关稳压器的工作方式导致其输出纹波可能更高。

另一类的开关稳压器是电荷泵开关稳压器，他们很小，不使用电感，而是使用电容作为储能元件。他们往往是专用或特定类型的稳压器，并且Vin和Vout之比可能有限。此外还具有输出负载调整曲线，这意味着当该电路在无负载或较小负载实施调节时，可以产生预期的输出电压，随着负载的增加，输出将开始略微下降，这是由稳压器的有效输出电阻引起的，该阻值高于其他类型的稳压器——这是电荷泵的缺点之一。

现在让我们更深入的研究基于电感的开关稳压器，并了解这些稳压器的拓扑结构。

对于正输出电压，输入和输出都为正，并且输出小于输入，通常使用buck。Buck是指输出必须小于输入的稳压器。此外还有升压稳压器，可以让输出电压高于输入电压。升压稳压器的Vout大于Vin。这些是这两种电路的拓扑示例，

现在输入电压Vin可能高于或者低于输出电压Vout，会发生什么情况。有没有仍然能够调节输出电压的方法？答案是肯定的。有一种拓扑称为降压升压稳压器，它使用四个开关，四个mosfet，形成一种H桥配置，始终可以顺畅的调节输出。即使输入从低于输出变为等于输出，再变为高于输出。升降压稳压器可以无缝的从升压操作切换到降压操作，并维持输出稳定。

另一种可以实现此目的的拓扑结构称为sepic，此电路稍微简单一些。只有一个主开关，前半部分看起来好像一个升压稳压器，这里有一个耦合电容和其他元件，稍后更详细讨论这种拓扑。这两种拓扑都能实现Vin高于或者低于Vout的情况。

如果需要负输出，需要从正输入获得负电压，那么反相配置就是一个非常合适的选择。对于负电压需求，第一种可以满足需求的拓扑称为cuk配置，这个名字的来源于slobodan cuk，它是开创这种拓扑的工程师。仔细观察会发现，这种拓扑看起来很像sepic。它的第一部分有开关和电感，就像sepic和升压稳压器一样。耦合电容 也跟sepic似得。但第二个电感和二极管的连接方式是相反的。二者的位置调换了，二极管转换了方向。因此，该稳压器可以从正输入产生负输出电压。

还有另一种拓扑可以实现这种反相配置，即反相降压-升压转换器。该配置使用基本的降压拓扑，对比两个拓扑是一样的，只不过接地节点不再是底部了，而变成了顶部，底部成了输出。这种方法之所以有效，是因为稳压器实际并不知道接地在哪里，其作用只是在控制开关并将输出电压维持在反馈分压器设定的水平上。我们将电路中的接地连接到这里，并使用下面的节点作为输出，这没有任何影响。稳压器会正常调节电压——使用此拓扑有几个注意事项，稍后会讨论。

基于电感的开关稳压器的六种不同拓扑结构。

现在我们来看具体操作，从buck开始。降压就是Vin大于Vout。电感平均电流就是Buck的输出电流，即将看到。开关或者FET的额定电压必须等于输入电压加上一点裕量，这是降压稳压器的最高输入电压。

开关周期分为两个部分，第一部分为导通部分，主开关导通。Mosfet导通时，Vin连接到开关节点SW，这样电感的这一端一直拉高到Vin。现在由于电感的左侧基本上处于Vin，而输出电压在电感右侧，输出电压低于输入电压，因此电感两端的电压为正电压。回忆之前介绍的内容，对于电感来说，V=L*di/dt，V为正，电感是一个正常数，因此di/dt必须为正——这意味着在开关周期的这个阶段，电感电流会逐步上升。电流经过开关，电感流到输出端和输出电容。

在关断阶段，主开关关断，由于关断开关之前，电感中有电流流过，电感会维持电流继续流动，因此开关节点SW的电压下降（基本上是-0.7V，一个二极管压降），一直反向下降到地电位以下，直到正偏该二极管。正偏此二极管之后，电流就可以从地节点流过二极管，流过电感，达到输出端。但现在请注意，电感两端的电压极性已经反转了，它是负的，开关节点略低于地电位，输出电压等于编程设定的电压，所以电感两端电压是负的——这意味着电感电流在此阶段逐渐下降。

有几点要注意，第二个开关是二极管，像这样的稳压器都有两个开关，二极管可以作为第二个开关，它也可以是mosfet，相比二极管，mosfet可以减小一些功率损失，因为mosfet导通时的压降要低很多。但控制切换操作的元件必须控制第二个开关（下管），这与上管开关的控制正好相反。

另外要注意的是，电感电流始终流向Vout。在此开关周期的两个阶段中，电感电流都会流向Vout，这就是为什么平均电感电流就是输出电流。

还可以通过观察波形来观察这一现象。波形分别是开关节点波形和电感电流。在导通阶段，开关处于高电平状态，电流从Vin经电感流到Vout。此时电感电流逐渐上升，因为VL为正。

在关断阶段，开关节点处于低电平状态，实际上还略低于地电位（一个二极管的压降）。电感电流逐渐下降，因为电感两端电压VL现在为负。这种三角波形是许多开关转换器的典型特征，它与转换器的开关操作同步。

好，现在我们来对boost做同样的分析。升压稳压器会提升电压，Vout大于Vin，现在电感平均电流大于输出电流，约等于Vout*Iout/（eff*Vin），由于Vout大于Vin，因此电感平均电流大于输出电流Iout。

在这种情况下，FET或开关的额定电压必须为Vout加上一点裕量。在升压稳压器中，Vout是最高电压，也是开关将承受的电压。所以我们必须确保开关的额定电压大于Vout。

我们来看一下开关周期：导通阶段是指主开关导通的时候，它导通时，电流从输入端经过电感流到地。在这种情况下，二极管反偏。因为在开关导通时，该节点处于地电位，所以二极管关断。输出电容的所有输出电流都进入负载。现在因为电感两端为正电压，Vin在L左边，GND在L右边，VL为正，因此电感电流逐渐升高。

在关断阶段，主开关关断，电感中有电流流过，电感想让该电流保持流动，由于极性，开关节点的电位现在上升而不是下降。在降压情况下是下降，但现在它却是在上升，直至正偏此二极管为止，电流现在将流入负载和输出电容。与之前一样，在这个阶段，电压降或电感两端的电压VL已经反转，现在它是负的，因此在开关周期的这个阶段，电流逐渐下降。

有几点需要注意。仅在关断阶段，电流才从Vin流向负载，在导通阶段，负载的所有电流都来自输出电容——这称为不连续操作。对于所有升压转换器和其他一些拓扑，这种现象很常见。它意味着，比降压buck情况下的输出纹波电压略高，因为输出电容必须在大部分开关周期内输送电力。当电容输送电流时，电容就开始放电，从而让纹波电压增大。

观察波形，在导通阶段，开关节点电平被主开关拉低至地，电感电流逐渐上升，因为VL为正。在关断阶段，开关节点上升，直至二极管导通，电感电流逐渐下降，因为VL为负。波形看起来跟降压时的波形相同，但由于拓扑不同，开关节点发生反转。

我们来看升降压稳压器和sepic稳压器的一些例子。不打算深入分析，因为它比较复杂，我们的时间有限。这是升降压稳压器的一个例子，它恰好是一个微型模块，所有开关和电感都封装在内部，见图。输出端提供12V，输入范围是从5V到36V，无论输入如何，它都能稳定提供12V。

针对Vin高于或者低于Vout的情况，sepic也能发挥作用。Sepic是单端初级电感转换器的英文缩写，不需要记得这一点哈哈。该例子设置输出为24V，输入电压范围设置为4V至48V。需要注意的是，这直接来自于该特定器件的数据手册，其中列出了在不同输入电压水平下，输出可以获取的负载电流，请注意它不是恒定的，因为几乎所有这些稳压器都会监测电流，这决定了电路能够提供的最大功率。

在sepic中，就像升压拓扑一样，在部分周期开关节点接地，以便对电感进行充电。Vin非常低时，此电流变得更大，因为电路必须更加费力才能从4V升到24V。在低输入电压时，输出端可获得的最大电流最低。我们可以从能量守恒这个角度看待该问题。对于4V输入，需要更大的电流才能输出24V输出电压，获得所需的功率。当输入48V，情况相反。只需较小的电流就能在输出端获得相同的功率水平。因此，数据手册中通常会显示不同输入电压下，这些电路的一系列可用的电流。

反相配置，Cuk和升降压，这些拓扑的FET和电感额定值是根据输入电压和Vout的绝对值之和，以及输入电流和Iout绝对值之和来确定。从根本上说，这又回到了能量守恒。这是Cuk稳压器的一个例子。输入电压范围为4V至60V，输出调节到-24V。这里还有一张表，列出了不同输入电压水平下的可用输出电流。

这是升降压稳压器的一个例子，一款单芯片稳压器，开关位于器件内部，可以看到，接地引脚连接到电感输出，就像另一个例子一样。

这两种拓扑都能产生负电压。

好，现在我们讨论环路控制。几乎所有稳压器都有一个经典控制环路，其工作方式跟放大器类似，输出需要维持在某个值，反馈路径负责将输出状态的信息传输给控制电路。这就是我们的控制环路。

但控制环路的带宽有限，会随频率发生相移。运算放大器也是如此。所以必须进行频率补偿，以确保当环路周围的增益下降到0dB时，电路有足够的相位裕量。

控制环路拓扑有很多种，将一一介绍。第一种是电压模式，输出电压是主要环路控制参数，电路会监测输出电压。如果输出电压略微下降，转换器将调整其行为，以使输出电压回到所需状态，输出电压是驱动一切的关键。电压模式器件一般具有高效率，但通常没有精密电流检测元件。电压模式器件的补偿属于3型补偿，比其他补偿方案更复杂。对电路变化很敏感，意思是，任何稳压器中的输出电容，都是控制环路和环路补偿中不可或缺的一部分。有些类型的电容随着老化，其规格会发生变化。具体来说，电容的有效串联电阻ESR会随着使用时间的增加而变大，特别是在较高温度下。如果这种情况发生在电压模式电路中，电路的稳定性可能会受影响。所以3型补偿对输出电容的变化更敏感。采用电压模式拓扑实现多相电路也更加困难。多相的意思是，假设您需要稳压器定量输出电流，比如20A，我们可以设计一个电路来实现，可以使用通过单一输出提供20A电流的器件，但如果您需要40A、60A或更大的电流，单一输出就很难满足要求了。因为器件会变得庞大且昂贵，从器件角度来说，可用资源可能不足或受到限制。解决此问题的一种方法是设计两个电压相同的输出，并将他们连接到一起，这就叫多相。我们通常会将其设置为各相交错，如果是两相，相位将相差180度。现在设计中的两相便能共同提供所需电流。这样设计时，我们希望每相提供50%电流，如果一相提供75%的电流，其温度会高得多，进而可能导致热问题。要做到这一点，关键是要使用精确的电流检测元件，或电流检测方案，这样才能确保每相承载相同的电流。使用电压模式则更具挑战性。

这是电压模式补偿的一个例子，这是type3补偿，注意电路中有三个元件，右图是增益和相位响应。其中的一个挑战是，电路中不仅有六个部分，他们之间还会相互作用。如果您更改一个值，该增益和相位曲线的多个部分也会受到影响。所以，有时您必须进行迭代。改变一个部分后，还必须调整其他部分，如此循环往复，补偿电路的设计更加复杂。

相比之下还有一种电流模式拓扑。在电流模式中，电感电流是主要环路控制参数，电路会监测电感中的电流，开关由电流在开关周期中的位置来控制。回忆三角波形，一边电流逐渐上升，一边电流逐渐下降。电流模式控制器主要通过电感电流来控制周期切换，外电压环路负责维持输出电压，这是通过控制电流来实现的。如果输出电压下降，控制器将增加输出电流，使电压恢复正常。差异很微妙，但确实很重要。选用此拓扑的原因之一在于补偿更简单，它是2型补偿，2型对电路的变化不是很敏感。随着时间推移，聚合物电容的ESR会略有增加，但这种变化不太会影响控制环路。

电流控制模式通常也能更好的控制限流值，因为我们本来也得使用一个相对精确的电流元件。对于电压模式，限流精度可以达到±20%或者30%，对于电流模式，限流精度低至2%、3%、5%。使用电流模式，我们可以达到这种精度，因此也能更好地控制限流。

在多相应用中，他会持续测量每相的电感电流，因此天然具备精确均流功能。

这是电流模式器件的补偿电路和曲线的示例，注意只有四个元件，总的来说，元件之间没有相互作用。因此如果改变电容值，只有响应曲线的一部分会受到影响。补偿也更简单，是许多情况下的更优选。

环路控制拓扑非常好的参考文档。他们都介绍了环路控制拓扑及其工作原理。

第一个集成级别是分立。这里有控制IC，它是ADI器件，FET和电感位于封装外部，他们来自其他供应商，如电感来自磁性元件供应商等等。分立设计的输出功率几乎不受限制，多相的实现相对容易，因为您可以控制一切。“我”曾完成过输出电流超过200A的设计，电流相当大，使用了八相电源。输出功率只受到电感和FET的限制。另一个优点是您可以采用非常复杂的设计，从而尽可能提高效率。采用分立设计，您可以选择电阻非常低的FET和铜损非常低的大电感。您可以通过分立设计尽可能地提高效率。还可以作为中低电源轨的低成本解决方案。因为控制器IC相对便宜，或可以选择便宜的产品。针对中低功率范围，你可以购买到非常便宜的FET和电感。解决方案总成本可以显著低于其他集成度的解决方案。所有元件都在外部，因此您还可以全面控制环路响应，您可以使用补偿引脚，调整补偿，准确实现您想要的响应。

需要注意的是，布局对于控制器设计非常重要。因为PC板上的所有器件相对独立，如何将他们连在一起使一切正常工作相当关键。

许多优势和一些需要注意的地方，共同构成了分立式解决方案。

这是一个例子，这是控制芯片，它实际上是一个双通道芯片，您可以获得两个不同的输出电压。或者就像许多双通道稳压器一样，您可以将他们结合起来，以双相形式获得单一输出。为此您还需要将其他一些引脚绑在一起。这是一款灵活的器件，两个通道，可以看到FET和电感位于外部，为使整个电路正常工作，需要许多元件协同工作。控制器非常小，这是数据手册中的画像，这是4*4封装，控制器本身很小，但是外围元件很多。

集成方案的下一个级别是“单芯片”。控制器和mosfet开关都在芯片上，二者均位于封装内的同一裸片上，电感扔在外部。单芯片的尺寸更小，但效率有所降低，它们可能不能像精心是设计的分立方案那样高效。输出电流限制在20A左右，这是针对单相而言的。单芯片可以在某些工作条件下提供20A输出电流。您可以使用单芯片设计多相电路，如果您需要更大的输出电流，这是一种实现方式。单芯片有一定的布局敏感性，但难点在于mosfet与控制器的连接方式，这些器件均位于芯片中，因为布局并不像分立设计那样重要。

这是单芯片器件的一个例子，注意原理图上没有显示mosfet，因为他们位于芯片中。仍然有外部电感，它有两个分立输出。对于该器件可以将两个输出连接在一起，得到两相单一输出。电阻和电容都是外部器件。右上角是来自数据手册的封装图示，封装为4*7QFN，比控制器更大，后者是4*4，但请记住，该器件中包含FET。因为总体而言，相关解决方案的尺寸可能比分立版本更小。

最后一个集成级别是“微型模块”。这是大约15年前由凌特发明的。控制器，开关和电感均位于封装内，模块可以非常紧凑，因为所有元件都在封装中。此外也因为所使用的mosfet通常不是封装元件，我们可以购买或者使用裸片在制作这些元件，裸片直接放在衬底上，连接到小衬底电路板，然后进行超模压塑封装，这有助于节省微型模块内部开关的封装空间。因此，相关方案可以非常紧凑。其实现也非常简单，几乎和LDO一样简单。布局方便，因为所有棘手部分都在内部。如果设计时间紧迫，您需要在短时间内构建并交付，那么微型模块可能是一个很好的解决方案。微型模块是一种有效的解决方案，因为布局更简单。

这是微型模块的一个例子。同样，它有两个输出，我们可以进行横向比较。这有两个输出，这是整个电路，仅需几个电阻和电容就完成了，从这个角度看，它很像LDO。该器件采用7.5*6.25mm封装，其中包含电感。因此，其占用的电路板空间相对较小。

这个专题接近尾声，最后一部分是关于电荷泵稳压器。什么是电荷泵稳压器？它们也被称为开关电容稳压器，使用电容作为储能元件，而不是之前说的电感。为什么要使用电荷泵稳压器呢？他们可能更合适某些应用，它们尺寸较小，成本相对较低，这就是我们选用此器件的原因。

这是一个快速操作示例。这是电荷泵开关稳压器的框图，有一个输入电压，有一些开关位于内部或者芯片上，由一个小型微控制器控制，有一个电容CP，这是电荷泵电容——几乎在所有情况下，它都在芯片外部。还有一个输出电容和负载电阻。它的工作方式是，首先我们使用开关进行连接，器件与VIN连接，电荷泵电容会充电至VIN电压，输出电流由于输出电容提供，就像升压或者sepic稳压器一样，它是不连续的。

在开关周期的后半段，开关会改变状态，现在电荷泵的负极连接到VIn，正极连接到VOUT，这种配置成为倍压器，Vout是VIn的两倍，所以这是一个升压拓扑。由于其工作方式，您可以在输出端获得两倍输入的电压。而且同样，该电路非常简单，只需几个电容就大功告成了。

电荷泵稳压器的优点是没有电感，这有助于减小尺寸，不会过多占用电路板空间。非常简单的设计。成本可能非常低，因为没有太多元件。与一些基于电感的开关稳压器相比，其电磁干扰EMI更低。有时候这很重要，具体取决于您的需求。有多种配置可用，有升压转换器，比如我们刚刚看到的倍压器，有降压配置，可以改变开关的工作方式，从而获得降压稳压器或者反相稳压器。基本上都需要一个浮动电容来实现切换，以便将能量传输到输出端。

缺点是重负载下效率较低，这是由于开关的电阻造成的。他们是微型开关，电阻不算低。输出纹波可能比其他一些拓扑更大，这是由于不连续操作造成的。输出电阻越高意味着负载调整率越差，比基于电感的转换器更差。负载调整，假设您将输出设置为6V，无负载时，您获得6V输出，随着负载的提高，输出可能降低到5.9V，5.8V，5.7V。在某些情况下，这没问题，此时电荷泵是一个很好的解决方案。如果您需要精确或更稳定的电压，那么就需要选择其他类型的转换器了。以上就是今天讲的全部内容了。