点击文件名下载附件 ”））时，测试电路（下面的示意图，上面的照片）将出现在10k电位计导线上的两个测试电压与一个基准电压，出现在50k电位计的抽头上，当测试电压超过基准电压时，对应于该特定测试电压的LED点亮，表明两个采样通道是独立的。

图2引脚12和13是比较器的输入。

用于测试的AT90S1200A具有单个比较器，但是使用其两个数字双向I / O端口构成了一个模拟多路复用器。请注意，对于每个模拟输入，都有一个100k电阻，一个0.01 uf电容器和一个二极管。电阻-电容组合形成一个低通滤波器，充电电容器的开关是实现多路复用的手段。

下面是它的工作原理

图3用于接地比较器输入的双向I / O引脚

该技术利用双向I / O端口从输出切换到输入。对于许多AVR控制器，比较器的输入与一个双向I / O位共享一个引脚。这样，在将引脚用作比较器的输入时，它可以固定在地上，然后不接地。

图4一个通道的各种状态

大多数情况下，电路处于“过滤”状态（请参见上图）。由于采样占空比会影响输入之间的串扰，因此会以低占空比定期对输入进行采样。这将在下面更详细地讨论。在滤波期间，比较器的输入引脚12保持接地，并且引脚12（I / O引脚是输出，用逻辑低写），复用引脚14断开。在这些条件下，滤波电容器保持充电至输入电压（V1）。

当需要将输入电压连接到比较器输入时，将引脚12断开（将I / O引脚作为输入），将复用引脚14的引脚连接至+ 5V（作为输出）。引脚并以逻辑高电平写入）。这导致电容器的带正电荷的板通过二极管连接到+ 5V。这导致Vdd减去一个二极管压降，减去施加到引脚12的电容器上的电压。

Vpin12 = Vdd - Vdiode - Vin

Vpin12 =施加到比较器模拟输入引脚12的电压
Vdd =电源电压，在此示例中为5伏，
Vdiode =二极管两端的压降，在某种程度上取决于通过输入电阻器的电流，以及
Vin =施加到RC滤波器输入的输入电压。

从上面的表达式中可以明显看出，输入电压被限制在0伏至Vdd-Vdiode的范围内，或0至约4.4伏的范围内。当电压接近4.4伏时，通过二极管的电流将变得非常低，并且可能会出现明显的线性度。

要制作一个多路复用器，只需将两个或更多的这些开关电容器级及其控制I / O引脚组合在一起，如下图所示。

图5.两通道模拟多路复用器。

选择其他通道时，必须使用二极管来提供隔离。在下面示出的第三状态中，第二通道上的电压V2被采样。如果V2 = 0伏，并且如果V1 = 5V（因此C1两端的电压= 5伏），则在对V2进行采样时，连接到引脚15的阴极是+ 5V电源以下的一个二极管压降，并且会使C1的正极板电压约为+9.4伏。与多路复用引脚（在此示例中为14和15）串联的二极管在那里隔离了高正电压与微控制器中的内部保护电路。

只需为每个通道添加一个额外的电阻器，电容器，二极管和输出引脚，即可添加所需数量的通道。

图6.四通道模拟多路复用器。

其他有用的配置包括扩展输入数量。上面显示了4：1多路复用器。可以在不使用更多I / O引脚的情况下复用单个通道内的多个电压，如下面的示例所示，在该示例中，比较器的两个输入都被复用。

用于切换和采样比较器输入的固件

下面的例程由每2048个时钟周期的计时器中断调用一次。在上面的代码片段中，LED1和LED2分别指与输入1和2关联的内部RAM寄存器。在将信号切换到二极管之前，必须注意使与比较器输入相关的I / O端口位成为输入，否则会干扰电容器两端的电压。然后，AT90S1200A的完整源代码包含在文件中。

滤波电容器充电错误并导致错误

重要的是，将“采样”和“正在采样的其他通道”状态下的时间保持在测量总周期的最小百分比，并且与RC滤波器的时间常数相比，也要使这些时间更短，因为在测量其他输入时，与每个通道相关的电容器上的电荷会受到影响，从而导致串扰。

图7.上面的插图对于建立以下讨论中使用的术语很有用。

为了解释这一点，我将参考输入1。如果输入2的所有时间和分量值都相同，则该讨论同样适用于输入2。该讨论也适用于多个通道，尽管详细信息需要进行修改以适应特定的实现。计算代表非常接近的工程近似值。

在滤波期间（参见图4和6），输入电阻和相关的电容器作为低通滤波器连接。在对输入1进行采样的时间内，C1两端的电压不变。在输入2的采样过程中，C1上的电压受到R1的“误充电”的干扰。用于分析此问题的公式取决于所使用的输入滤波器的类型。与总测量周期时间（图7中的Tcycle）相比，滤波器的RC时间常数较小的快速滤波器将使检测电压变化的响应速度更快。与Tcycle相比，具有较长RC时间常数的滤波器可以提供更高的精度，但会降低响应速度。一个点比另一个点的精度更高的点取决于实际的Tcycle，T1和T2时间。描述了两种分析方法。

如果R1C1的时间常数比总的测量周期时间大，则误充电（串扰）的数量与输入电压乘以其占空比之比与其他通道电压乘以其占空比之比成正比。最大串扰电压 Vmc1max =(Vdd - Vdiode) (T2/(Tcycle)

哪里
Vct = C1（多路复用器的输出）两端的电压，是由于其他通道采样期间的误充电而产生的，
Vdd =电源电压，
Vdiode =多路复用隔离二极管两端的压降，
T2 =采样输入2的时间，并且
Tcycle =一个总测量周期的周期。

这显示了如何在测量频率与误充电之间进行权衡。保持测量周期（T1，T2等）越短越好，并保持测量周期（Tcycle）尽可能长，以保持通道之间所需的隔离度。

在给定情况下C1上的误充电误差可通过以下公式求出：Vmc1=( (V2-Vdd-VC2) T2)/(Tcycle-(T1+T2))

哪里

Vmc1 = C1两端的误充电电压误差，
V2 =进入多路复用器输入2的电压（图5中的V2），
Vdd =电源电压，
T2 =采样输入2的时间，
Tcycle =一个总测量周期的周期，并且
T1 =对输入12进行采样的时间。

出于设计目的，使用Vmc1max表达式，而出于分析目的，使用Vmc1表达式是很实际的。

在示例代码中，测量之间的间隔为2048个时钟周期（由计时器中断设置），测量每个通道所花费的时间为3个时钟周期。因此，在Vdd = 5.0伏且假设Vdiode = 0.5伏的情况下，最大失调为6.6毫伏，即4.5伏全跨度信号的0.15％。

如果输入滤波器的RC时间常数比总周期时间短，那么可以使用指数电阻器-电容器充电公式来计算误充电误差。在双输入多路复用器的情况下，最坏的情况发生在要采样的第二个通道上，在本例中是输入2。在充电周期结束时，C2被充电到Vin2。在T1期间，随着C1切换到Vdd，C2两端的电压发生变化。最差的情况是Vin1 = 0伏，因此C2两端有0伏，而C1负端的电压由VDD-Vdiode改变。 C1和C2串联，因此，如果它们的电容相等，则有效电容= C2 / 2，并且C2两端的电压变化为串联电容两端总电压变化的一半。最大误差

Verror = (Vdd-Vdiode) (1 - (exp ( -T1 / ( R2 ( C2 / 2) ) ) ) ) / 2

在此示例的情况下，输入滤波器由100k电阻和.01 uf电容器组成，Vdd = 5.0 VDC，Vdiode = 0.5伏，T1 = 3微秒（微控制器为1 MHz时钟），最大误差为13.5毫伏，即4.5伏全跨度信号的0.3％。

要注意的另一种效果是，开关信号将出现在多路复用器的输入上。通过输入电阻器的峰峰值范围为零至（Vdd-Vdiode）。这可能会对被监视的电路产生影响。

测试结果

以下数据是在测试电路上测量的：
程序：
1.设置Vin。
2.调整Vref直到与Vi相关的LED点亮。
3.记录Vref电压。

  

Vin	Vref
0.5	4.08
1	3.58
2	2.6
3	1.62
4	0.67

  表1.测试数据

下图绘制了测量数据，以及最适合线性传递函数的数据。我怀疑小的非线性是二极管压降随输入电压变化的结果。

图8.对最佳线性拟合绘制测试数据表明，传递函数是反向的并且相当线性。

处理输入电压的反相和偏移的一种方法是设计电路，以使比较值可以预期这一点。解决此问题的另一种方法是在比较器上多路复用其他输入。如果要复用A / D转换器，则必须在处理数据时补偿反转和偏移。

图9. 2X2 Mux。

图4所示的配置将比较器的两个输入复用。结果是，由二极管压降引起的极性和偏移漂移得到了很大的补偿。该实现不必限于两个渠道。

图10.两通道A / D转换器

图5所示的配置显示了如何制作多通道A-to-D转换器。在这种情况下，R1C1和R2C2形成长时间常数滤波器，而R3C3则具有短时间常数，以便形成一个快速的负向锯齿形，以与之比较输入电压。有关此类转换器的工作原理，请参见Atmel的应用笔记AVR-400；有关带有负向锯齿的此类转换器的示例，请参见本网站上的该项目。

如果有一个附加的I / O端口可用来复位电容器，则可以省去一个二极管。