图 1 三相无中线三电平PFC拓扑图
电路图说明：
1. A1、B1、C1是三相交流输入，L110、L111、L112是Boost电感，Q100～Q105是PFC MOS管，D101～D108是续流二极管，C114/C128是正负母线电容。三相交流输入电压经过开关管和续流二极管，以及PFC母线电容的处理后，输出为直流电压+400P和-400P。
2. 开关变换电路的输入端有三种电平 ＋400P、-400P和0，开关管承受的最大电压为400V，只有总母线电压的一半，但是为了实现双向开关双向控制，所以采用了两个600V的MOS管进行对顶；但是续流二极管最大需要承受800V总母线电压，所以我们选用1200V的diode；电压输出电平增多，谐波含量小，更接近正弦波；dv/dt减小，电磁干扰减轻；同样的谐波含量下，开关频率降低，效率提高。
3. 相同Boost电感下，输入纹波电流比单相PFC要小，也就是说，按照一定的纹波要求设计电感时，三电平的电感可以设计得比较小。
工作原理简介
三相三电平PFC可以看作三个单相PFC，每个单相相当于由两个Boost电路组成，在交流电压的正负半周交替工作，示意图如图（图 五‑1）所示。
以a相为例，驱动信号为高时，则开关管Q1导通 （交流电压的正半周）或者Q2导通（交流电压的负半周）；
驱动信号为低时，开关管Q1和Q2都关断。电压正半周时，a相上桥臂二极管导通；电压负半周时，a相下桥臂二极管导通。
图 五 1 三种PFC拓扑(Boost, Buck, Vienna)的功率流路径
控制框图
三相三电平PFC的控制框图如图（图 五‑2）所示，采用电压外环和电流内环的双环控制，电压环得到稳定的直流母线电压，供后级电路使用；电流环得到接近正弦的输入电流，满足THD和PF的要求。
具体来说，母线电压给定值Vref和实际值(E1+E2)的误差经过电压控制器后，乘以输入电压波形，作为交流电流给定值；交流电流给定值和实际值的误差经过电流控制器后，通过高频三角波调制，控制开关管的导通时间和次序，即控制流过开关管和二级管的电流，经过这种闭环控制，就得到合适的母线电压和交流输入电流。电压外环和电流外环的控制器采用的是PI调节器，可以根据需要调节控制器的零极点。
图 五 2 三电平PFC控制框图
控制地AGND的设计
在传统的单相电路中，一般以PFC电容的负极作为控制地AGND，因为该点的电压通过整流桥跟输入L, N线相连，当输入电压正半周时，AGND等于N线；当输入电压负半周时，AGND等于L线电压。所以AGND（相对于真正的PE）的电压是一个工频的变化，相对还是较稳定的。但是Vienna PFC就不一样的，母线电容的中点相对于工频电压中点（可认为PE）是一个开关频率级的5电平高频波动：
基于此因，我们就想到了通过三相交流电压人为的构建一个稳定的虚拟中点来作为控制地ANGD。具体方法是，三相输入电路之间通过分压电阻相连，采用Y形接法，产生虚拟中点AGND，作为控制地，构建了这个控制地后，其他所有的采样、驱动都要以差分和隔离的方式相对于这个虚拟地进行工作。这样，输出电容中点AGNDAUX与控制地AGND就分开了，避免功率电路对控制地GND的干扰。
这样做是不是很Perfect？但实际我们发现AGND仍然存在剧烈的波动，并非我们想象的那样平静，AGND跟随着AGNDAUX在剧烈的波动，ANGD的峰峰值居然达到200V以上。
根本原因AGND与AGNDAUX之间存在采样电阻连接，而AGND跟PE之间又存在Y电容连接，在AGNDAUX的高频信号作用下，AGND自然就被迫分担一定比例的电压。AGND跟AGNDAUX之间通过4路PFCVOLT电压差分采样电阻连接，总共有4路采样，那么AGNDAUX-AGND之间的阻值应该为：1000K/4=250kohm。AGND与PE之间通过AC电压采样电阻连接到交流AC线上，然后再通过Y电容回到PE的。
AGNDAUX、AGND对PE等效电路为：
图 五 4 AGNDAUX、AGND对PE的等效通路
发波方式选择
三相三电平PFC采用两种PWM发波方式：一种是矢量发波，另一种是常规发波，如图（图 五‑5）。
矢量发波原理是：在交流电压的正半周，用一个正的三角波与电流环的输出比较，得到PWM；在交流电压的负半周，用一个负的三角波（即相当于把三角波移了180度相位，也就是反相）与电流环的输出比较，得到PWM。
常规发波原理是：不论交流电压在正半周还是负半周，都使用正的三角波进行比较(即三角波不进行任何相移)，得到PWM。
矢量PWM，电感纹波电流较小，但轻载下有过零点畸变问题；常规PWM，电感电流过零点无畸变，但重载下纹波较大。
输入电流既要求THD又要求TIF，相同开关频率下，如果采用单一的矢量PWM或者常规PWM，难以同时满足THD和TIF的要求。根据矢量PWM和常规PWM的特点，不同负载情况下，采用不同的PWM发波方式，即重载时采用矢量PWM，轻载时采用常规PWM，可以同时满足THD和TIF的要求。
图 五 5 两种PWM发波方式
正负母线电容均压
三相三电平PFC正负母线的平衡度会影响PFC的性能：影响输入电流THD；影响功率开关管和二极管的电压应力；动态时母线容易过压。
正负母线平衡是通过调节正负母线电容的充放电时间来实现的，采用两种方法来调节正负母线电容的充放电时间。一种是辅助电源：正母线和负母线，谁电压高，辅助电源就从谁取电，增加该电容的放电时间，如图（图 五‑6）所示；
另一种是PWM开关时间的调节，如图（图 五‑7）所示。正负母线电压偏差加到三相电流环的输出
图 五 6 通过辅助电源来平衡正负母线电压
图 五 7 通过调节PWM的开关时间来平衡正负母线电压
母线电容过压保护
母线电容过压时，软件及时判断并进行关脉冲处理，除此之外，母线电容上还需要并联TVS，才能在软件保护无效时，通过TVS保护母线电容。
如图（图 五‑8）所示，如果开关管Q1的漏极D和源极S短路，在U相电压正半周时，U相通过Q2的体二级管与母线电容C2的正极短接，C2的负极电位是三相输入电压中的最低电位，这样，母线C2上的电压为线电压UV或UW，380V输入时，C2上的电压峰值为537.32V，480V输入时，峰值为678.72V，母线电容额定电压是450V，如果不采取保护措施，电容会爆炸。此时，通过软件关脉冲不能及时快速的保护母线电容，需要并联TVS来保护电容。
图 五 8 安规故障时母线电容的保护
SiC二极管的选择
在雷击实验中发现使用SiC二极管的模块炸机，原因是其使用的SiC二极管C2D10120A的抗电流冲击能力比快恢复APT30D120B差，如下图（图 五‑11）所示：
图 五 11 APT30D120B和C2D10120A参数对比
上图可以看出：C2D10120A的非重复峰值电流(250A)虽然比APT30D120B(210A)的大，但是其持续时间只有10us，而APT30D120B却能达到8.3ms。同时，其热阻也比APT30D120B大很多，因此，对浪涌电流的抗冲击能力要差很多。低压100A由于输入线电压由380VAC降低到了208VAC系统，所以他们通过使用低压压敏来解决这个问题。
众所周知，浪涌电流打入输入端口以后，会自动寻找低阻通路进行泄放，最优选的通路是压敏，但是压敏无法泄放全部电流，还有大量的电流流到后级电流中。对于单相模块而言，通常做法都是在PFC电感之前加一个防雷二极管到PFC电容上，这样，浪涌电流就会通过防雷二极管注入PFC电容。但是，对于三相而言，PFC电容是一个五电平的波动，无法采用这种方法，否则，正常工作时都会有电流流过该二极管导致Vienna电路无法正常工作。所以，大电流会流过PFC电感、PFC MOS、PFC diode进入母线电容。
雷击测试的结果看：流过分流器的电流最大约490A～530A（此电流是通过实验实际测量出来的数据），计算出来的PFC电感磁场强度H已经达到4000oersted。在如此大的电流下，PFC电感和共模电感都已经饱和了，只剩下漏感了。由于共模电感差模分量太小了，所以只有提高PFC电感的饱和电感量，才能阻止大电流流入二极管。在磁芯一定的情况下，提高饱和电感量的方法就只有增加匝数了。
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