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总览

该电路采用同步解调器从噪声中分离出1 KHz信号，并以每计数约60微伏的速度每秒测量1 kHz信号的幅度，然后通过RS-232接口发送测量值以进行进一步处理或显示。当测量信号超过预设阈值时，板上的LED也会亮起。

当我对接收ELF无线信号感兴趣时，便开始了该实验。它还具有光学和高频RF的功能，或者在任何情况下，只要有噪声，在任何需要测量频率和相位已知的微小信号的地方都可以使用。

通过添加基于LM324的前置放大器，该电路的灵敏度可以轻松扩展至每计数160纳伏的灵敏度。使用LM324并以很少的噪声干扰输出就证明了使用这种检测器的价值。

怎么运行的

检测器框图
检波器是积分器的乘法器。
单斜率模数转换过程可测量
检测到的信号具有7位分辨率。

Web上有许多复杂的参考文献，它们描述了同步检测器的工作原理，因此在这里，我将仅作简要介绍，并详细介绍该实现方案。

这个想法是将输入信号乘以与预期信号同步的本地振荡器的输出，然后积分结果。想象方波被馈入乘法器的信号输入，而同步方波被馈入乘法器的本地振荡器输入。如果本地振荡器被同步以使其相位完全匹配，那么当输入信号和本地振荡器为正时，乘法器的输出将为正，而当输入为负时，输出也将为正（负x负） =正），这是两个信号同步且处于适当相位时的全波整流器。

理论上，适当频率的信号以直流信号的形式提供给积分器，而所有其他频率的平均值平均为零。实际上，该电路使用方波执行调制，因此容易受到采样频率的奇次谐波的影响，因此对3 kHz，5 kHz，7 kHz敏感，因此检测器之前的模拟滤波器可以如果拒绝这些频率很重要，则将很有用。

电路

所有模拟电路都偏置为在1.8v参考电压附近工作。

输入信号由U2A缓冲（由于U1被移至单独的前置放大器组件，因此该示意图中的U1上存在），当U3A接通时，它会向积分器提供同相信号。当U3B接通时，U2B会将来自U2A的缓冲信号反相，并将信号的反相版本提供给积分器。要提高充电速率，请减小U2C输入上的100k电阻或减小.047 uf积分电容器。

在积分器的输出上，输入噪声趋于平均。

馈入积分器的信号会对积分器中的.047 uf电容器充电。在1 kHz采样信号经过999个周期之后，U3C开启，电容器以恒定电流（1.8V / 7.5K = 240微安）放电，在输出的5106伏/秒处产生线性正向斜坡。 U2C。当U2的输出斜升至1.8伏参考电压时，AT90S2313处于环路中，每1.25微秒增加一个计数器，直到AT90S2313的比较器改变状态，表明U2C的斜率已达到1.8伏参考电压。 。此测量的最大计数为127，以将测量所花费的时间限制为小于250微秒的中断间隔。因此，在160微秒或更短的时间内进行7位测量，并在单个250微秒的中断间隔内完成测​​量。

在测量阶段，积分电容器的放电速率由流入节点的电流设置，即1.8伏/7.5 k = 240微安，再除以0.047 uf电容，可得到5100伏/秒的电压斜坡。因此，A / D转换灵敏度为1.25 us / count X 5100伏/秒= 6.375毫伏/计数。

计数完成后（当伪7位计数器溢出或斜坡达到1.8伏参考电压时发生），U3C关断，U3D开启以将积分器的钳位电压固定在1.8伏参考电压并确保电容器在再次开始信号测量之前，先放电到恒定状态1毫秒，

整个测量周期需要999毫秒的积分时间+ 1毫秒的时间将电容器钳位到零，每次测量总共需要1秒。

积分器的吉安为（（峰值输入电压/ 100 k Ohm）X 0.999秒））/ .047微法拉= 212.5伏特输出/伏特输入。因此，检测器的灵敏度为6.375 mv / 212.5 = 30微伏特/计数峰值，或者由于峰峰= 2 x峰，因此每个计数的峰峰为60微伏。

测量完成后，将测量值格式化为BCD并通过UART以9600波特，两个停止位，无奇偶校验发送。在中断时间内不会进行数据传输。

在测量值超过64位小数的测量之后的积分和测量周期中，微控制器会打开一个LED。

一些测试结果

控制器上的一个引脚（引脚15）在其他测量周期内输出与相位1（引脚16）同相的1 kHz脉冲。结果是1 kHz长的1 kHz突发脉冲与引脚上的DC 1秒交替出现。这是理想的测试信号。

上表显示了检测器处于打开状态，输出稳定为17个计数的无输入值。该值可通过偏置电位计调节。接通电源十秒钟后，输入通过1：1000衰减器连接到引脚15，以产生5毫伏的测试信号。施加1 kHz信号时的值为87。

此特定硬件组件的灵敏度为5毫伏/（87个计数-18个计数）= 72.4微伏/计数。该数字合理地接近于计算得出的每计数60微伏的灵敏度。该错误可能是因为输入信号比我想象的要大。

灵敏度为每计数72微伏，适用于方波。正弦波的灵敏度将为方波的63.7％。还要注意，如果输入信号相对于采样信号的相位不完全，则放大率将降低。

可以通过减少连接到U2C引脚9的100k电阻，减少040 uf积分电容器或增加积分时间（目前设置为999个周期）来使电路更灵敏。减小电阻器或电容器将降低电路以频率而不是采样频率拒绝干扰信号的能力。积分时间的增加将提高灵敏度，而不会影响抑制干扰信号的能力，但是偏移控制变得非常敏感，积分时间超过数千个周期。

此电路中使用的AT90S2313的固件源deco030511C.asm。 AVR Studio十六进制文件是deco030511C.hex。

使用解调器检出X500前置放大器

我构建了如下所示的X500放大板。

该放大器是交流耦合的，并通过470k电阻将其偏置电平设置为电源电压的50％。

前置放大器是右侧的小电路板。在+ 5V电源上增加了一个去耦网络，该网络由一个与100 uf电容器串联的330欧姆电阻组成。不确定它是否有目的，但是添加到测试设置很容易。电路板用胶带固定在锡接地板上。前景中的电阻组成了用于测试的1,000,000：1衰减器。

此准备将detctor的灵敏度提高到每计数160纳伏。

进行线性测试。该测试的结果显示在下面，该测试将以5微伏峰峰值信号驱动前置放大器的输入。 5微伏信号是通过将来自微控制器引脚14的1秒开/ 1秒关信号通过三个级联的100：1电阻衰减器（由100 k和1 k电阻制成）得出的。检测到的信号与期望值非常吻合。

线性似乎在20个计数以上1 lsb之内。线性测试的结果显示垂直轴上的P-P振幅和两个读数中的较低值，以确定水平轴上的P-P值。

线性测试的结果直接绘制在上方。垂直轴表示对应于12种不同测量的峰峰值读数。水平轴是用于确定峰峰值读数的一对读数中的较低值。通过调节检测器电路中的偏置电位器来调节测量范围。

从结果可以看出，对于5微伏PP输入，灵敏度约为32个计数，即每个计数156纳伏。当测量值超过20时，线性误差+噪声（包括量化噪声）似乎小于±1 lsb。