用于低电流应用的简单稳压+24伏电源。
该电路建立在一块约2厘米x 5.5厘米的小酚醛板上。 它将“搭载”在更大的组件上。
对于变容二极管偏置电路，我需要在+24 V时几毫安的电流。由于我的系统方法仍然是通过5伏稳压器来运行所有电源，因此这意味着我必须提供5VDC至24VDC的电源。此处描述了生成的DC-DC转换器和调节电路。
24伏的预期用途是为放大器供电，该放大器将提供高达几百Hz的波形，以偏置RF电路中的一个变容二极管或一对变容二极管。这意味着当前的需求将很低-可能超过一毫安。这也让我担心整流器的恢复尖峰和开关本身的谐波，因为它们可能会影响电源要供电的电路的运行。这里的电路仅具有最小的滤波。过滤以消除过滤器毛刺将添加到另一个组件中。
我首先考虑了开关电容器电源，因为可以使它在低频下“软”切换，但是考虑到我必须从稳压+5伏电源升级到稳压+24伏，部件数开始看起来很高。伏特输出。这将需要五个半波乘法器阶段。
我还研究了基于电感器的阻塞振荡器，例如1.5伏LED手电筒中使用的阻塞振荡器。那里的问题是我没有合适的铁氧体磁芯。我还考虑了一个正向转换器，它由一对作为多谐振荡器连接的晶体管制成，用中心抽头的基极驱动绕组和输出的次级线圈来驱动中心抽头的线圈，但是我也没有合适的尺寸磁芯。当时我的选择是在太大的内核和太小的内核之间进行选择。
幸运的是，我有一些在过剩的商店里捡到的模制扼流圈，并使用可靠的旧振荡器电路，能够在所需的电流水平下产生24伏直流电，大小似乎合理。它足够小，可以轻松地将整个电路封闭在铜屏蔽罩内。
框图
（上图）该电路可以看作是模拟稳压器，其电压转换器电路与反馈路径串联。
基本升压电路
（上图）基本转换器曾经是一种流行的代码练习振荡器电路。
基本转换器提供的输出电压约为输入电压的10倍。当2N4401关断时会发生升压，并且已经由在电感器中流动的电流支持的磁通量崩溃。磁通量的这种快速变化伴随着2N4401集电极上的电压迅速上升，这在很大程度上受晶体管的关断时间限制，但最终被钳位到高于输出电容器两端电压的二极管压降。这种类型的转换器通常被称为升压转换器或反激转换器，后一个术语是指与阴极射线管电视机中的水平偏转电路集成在一起的高压电源。当水平扫描电路迅速使发光点返回（或“飞回”）屏幕的左侧时，将产生高电压。
负载下的振荡频率略低于300 kHz。我首先使用2N2222作为NPN，因为它们是非常普通的部件，但是我无法抗拒快速开关2N4401的更高效率。
在测量了随着负载变化将输出电压保持在+24伏所需的输入电压后，该基本电路被视为一个基本模块，并放置在可以提供所需电压范围的模拟调节环路内。从下图（下图），模拟稳压器的输出（2N2222的发射极）必须能够覆盖2.2伏至约3.5伏的范围，以便在无负载至5毫安负载之间提供+24伏的电压。
在对基本转换器进行了一些改进之后，我确定当提供5毫安的负载电流时，转换器的模拟部分也应能够为转换器部分提供约40毫安的电流。
完整的电路
（上图）模拟稳压器由TL431和2N222制成。 振荡器的Q2和Q3在D3的阴极上产生+24伏特。
上面显示了完整的电路。模拟稳压器是TL431并联稳压器芯片。 Q1之后是2N2222 Q1，它既提供更多的输出电流，又将电压降低了一个基极-发射极压降。 TL431调节流经其阴极的电流，从而调节500欧姆电阻，以在基准输入上保持2.5伏。电源输出上的分压器将+24伏降低到+2.5伏。我添加了一个电位器来调节输出电压，因为建立的公差可能会导致超过一伏的误差。
TL431阴极的电压是TL431汲取电流的函数，该电压由2N2222缓冲。与2N2222串联的10 Ohm电阻器限制了发射极峰值电流，该峰值发射极电流可在导通期间以及负载电流有较大波动的情况下改变C1。 C4和R10降低了高频下的闭环增益，以防止TL431振荡。
（上图）施加到转换器级的输入电压（以伏特为单位），以在输出端保持+24伏特
随负载电流（以安培为单位）的函数而变化。请注意，对于该测试，调节器电路的输入为+ 9VDC。当使用+ 5VDC电源供电时，在跌落至失调之前的最大负载电流为6.8毫安。
（上图）转换器级吸收的输入电流（安培），同时输出上的+24 VDC保持为负载的函数（安培）。通过测量与2N2222的集电极串联的10欧姆电阻两端的压降确定电流。
由于TL431阴极设计为在+2.5 VDC下工作，因此2N2222的基极发射极压降确保提供给转换器的电压可以低于2.0伏，以适应无负载。选择R1的值是为了在以最大输出电压工作时提供通过TL431的最小所需电流，并且仍然提供足够的基极电流以提供超过40毫安的发射极电流。
随便一眼便会看到基本转换器级和完整电路中的转换器级之间的一些差异。
D2的添加可防止反激脉冲与来自Q3的集电极脉冲雪崩基极-发射极结。从长远来看，这可能会使第二季度的beta下降。在雪崩的基极-发射极结中还消耗了大量功率。与如果电路中没有R4相比，R4帮助Q2更快地关闭。
对Q3的基本驱动电路进行的修改有助于Q3更快地关闭，从而节省了更多功率。当Q3由从Q2到R3的电流驱动时，电感器L1吸收一些基本电流。当Q2关断时，L1中的电流使Q3的基极摆动为负，从而更快地将其关断。 R6是L1两端的330欧姆电阻，它吸收了L1的一些能量，因此Q3基极上的电压在反激脉冲期间不会振铃为正，从而节省了几毫安的输入电流。在更高功率的电路中，在反激脉冲期间Q3导通很可能意味着Q3的损坏。
基本驱动器增强功能不是必需的，因为它们只会增加电路的效率。 D2，R4，D1和L1都可以省略，而可以使用基本转换器电路中所示的原始基本驱动电路代替，仅电流消耗会大很多。此网页上的输入电压和输入电流曲线是在调节回路内部的完整改进电路上测量的。
计算C3的值是为了限制负载断开时输出上的最大正向电压瞬变。如果存储在L2中的所有能量突然转储到C3中，则C3必须保持多大才能阻止输出电压升高超过1伏？
通过忽略电路电阻并注意到电感中存储的能量为1/2 * L * I ^ 2，电容器中存储的能量为1/2 * C *，可以快速找到一个安全实用的答案。 V ^ 2。使用220微亨，并以电感器的300毫安饱和电流作为最大电流，C =（L * I ^ 2）/ V ^ 2 = 20 uf。
我应该提到1N4141通常不是我作为整流器的首选，但是考虑到光的使用，约50毫安的峰值电流以及对效率的低要求，它在此应用中效果很好。
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