本帖最后由 techff 于 2021-5-19 16:19 编辑

近年来，直流电机的PWM驱动方式因其可以减少驱动器电源的功耗而应用越来越广泛。


PWM驱动的原理

除了用于电机驱动外，PWM（Pulse Width Modulation＝脉冲宽度调制）还广泛应用于DC/DC转换器和AC/DC转换器等电源的功率转换，并在很多领域得到广泛使用。原则上，PWM是通过打开和关闭脉冲来发送所需功率的一种方法。脉冲的大小和周期是恒定的，通过调整打开时的脉冲宽度（时间）来控制要发送的功率。输出电压是对应于导通和脉冲周期的时间比=占空比的平均大小。

下面是有刷直流电机的PWM驱动原理示意图。

电机用电机符号和电阻R+电感L +感应电压Ec表示。当施加电压时，电机电压Ea被施加到电机的两端，流过电机电流Ia。而当OFF时，电机引脚的两端将短路。在这种状态下将发生电流再生。由于线圈的电感起到保持电流的作用，因此当在相对于电感L和电阻R的时间常数足够短的周期内反复施加电压并且电机两端反复短路时，将流过恒定电流。

将该过程用H桥表示如下：

施加电压时，SW1和SW4接通，SW2和SW3关断，电机电流Ia的流向如灰色虚线所示。当关断=电机两端短路时，SW2和SW4接通，SW1和SW3断开。

在这种情况下的电压波形和电流波形如下：

电压波形表明，在反复周期恒定的导通期间施加了电机电压Ea，但在关断（由于电机两端短路引起的再生）期间没有施加电机电压Ea。通过反复执行“导通时增加、关断时减小的周期”，电流进入稳定状态。此时的平均电流Iave是通过将施加电压Ea乘以占空比m并除以电阻R而获得的值。举一个简单的例子，假设Ea = 12V，m为0.5（占空比50％），则为电机施加了6V电压。因为仅在施加电压时才从电源供给电流，所以电源的功耗将减少。

前面通过电机两端短路的方法探讨了关断状态（电流再生）相关的内容。实际上，还有其他电流再生方法，每种方法都有不同的需要考虑的事项。下一篇文章将介绍有刷直流电机的PWM驱动中其他电流再生方法。

在上一篇文章对有刷直流电机的PWM驱动原理的说明中，介绍了基于电机两端短路的电流再生方法，实际上有刷直流电机的PWM驱动中还有其他电流再生方法，有刷直流电机的PWM驱动中的每种方法都有其应该考虑的事项。

使用PWM输出方式驱动有刷直流电机：电流再生方法

下面是用来说明PWM驱动原理的示意图。其中省略了没必要列出的晶体管。（a）是施加电压时的电流再生，（b）是电机两端短路方法的电流再生。

由于使用了晶体管（在该示例中为MOSFET）来切换H桥，因此作为现实问题，需要将晶体管的导通电阻作为每条路径中的损耗加以考虑。该思路也同样适用于后续的电流再生方法。
除了（b）以外，还有三种电流再生方法。（c）是在施加电压的状态下的只断开Q1（Q2和Q3保持关断，而Q4保持导通）的方法。 
在这种情况下，再生电流经由关断中的Q2的寄生（体）二极管流动，与（b）中相同。此时，路径中不仅包括导通电阻，还包括寄生二极管的正向电压VF。因此，电流会迅速衰减。另外，施加到电机的等效平均电压会损耗VF的量，因此会小于占空比相应的电压。



（d）是关闭所有晶体管的方法。在这种情况下，再生电流经由关断的Q2和Q4的寄生二极管流动。在该路径中，Q2和Q3的两个寄生二极管的VF会成为损耗。

另外，由于电源Ea进入电流路径并使电流沿相反的方向流动，所以再生电流的衰减非常快，并且施加于电机的相对于ON占空比的等效平均电压变得非常低。当以50％占空比驱动时，施加于电机的等效平均电压将接近于零。此时，由于存在二极管，因此当电流变为零时将停止再生，并且没有电流沿相反方向流动。



（e）是使与施加电压时相反的晶体管导通的方法，也就是从Q1和Q4导通、Q2和Q3关断的电压施加状态变为Q1和Q4关断、Q2和Q3导通的状态，即偏置状态。

在这种情况下也同样，电源Ea进入电流路径并使电流反向流动，因此再生电流的衰减非常快，在再生电流经由二极管时，当电流变为零时再生停止，但由于晶体管处于导通状态，故电流将以相反的方向流动。



因此，如果按照与（d）相同的50％占空比进行驱动，则施加于电机的等效平均电压将变为零。在占空比为100％时，施加于电机的等效平均电压最大。在占空比从100％到50％之间，可以与占空比成正比控制从最大到零的施加电压。另外，当占空比从50％到0％时，电流从100％到50％反向流动。该条件下的PWM电压和电流波形如下所示。

关于有刷直流电机的PWM驱动的说明中提到的损耗问题，将在下一篇文章中单独进行介绍。

在上一篇文章中介绍了PWM驱动方式下的有刷直流电机的四种电流再生方法。本文将介绍有刷直流电机的PWM驱动时的注意事项：损耗和开关方法。

使用PWM输出方式驱动有刷直流电机：损耗的思路

由于PWM驱动是脉冲驱动，因此其功耗仅是一个周期内电机的电压施加（导通）期间的功耗和电流再生（关断）期间的功耗的平均值。严格来讲，如下图所示，可以分电压施加期间（红色）、电流再生期间（蓝色）和转换期间（黄色）三种状态的功耗来考虑。通常，稳态期间的损耗为传导损耗，开/关转换期间的损耗为开关损耗。

●施加电压期间的功耗
（a）图显示了施加电压时的开关（MOSFET）状态。由于电流流过两个MOSFET导通的路径，因此这里的损耗为导通的MOSFET的导通电阻之和×电流的平方。

●电流再生期间的功耗
如上一篇文章中所述，有四种电流再生的方法，并且电流路径不同损耗也不同。

在（b）和（e）中，由于两个导通的MOSFET成为电流路径，因此，损耗为导通的MOSFET的导通电阻之和×电流的平方。
在（d）中，由于电流经由两个MOSFET的寄生二极管，因此损耗是各寄生二极管的VF之和×电流
在（c）中，由于电流经由导通的MOSFET和关断的MOSFET的寄生二极管，因此损耗是导通的MOSFET的导通电阻×电流的平方＋关断的MOSFET的寄生二极管的VF×电流。

● 转换时的损耗
这项有些复杂。 
通常，开关损耗可以通过以下公式来计算。
但是，tr和fr需要根据实际波形求得，而实际波形并不总是如图所示的整齐线形，因此需要考虑到这一点。另外，对施加的电压和电流进行实际测量更能获得可靠的结果。

使用PWM输出方式驱动的有刷直流电机：注意事项

●转换时的损耗和噪声
从前面的公式可以看出，随着上升时间tr和下降时间tf变快，转换损耗（即开关损耗）会变小。开关速度（压摆率）越快，开关损耗越小，最终功耗越小=效率越高，但另一方面，开关噪声也会增加。这是因为效率和噪声之间存在此起彼消的矛盾关系，因此需要在两者之间找到折衷方案。

●高边/低边开关切换时序
这是同步整流开关稳压器必不可少的控制，关于H桥的高边/低边对（在上图中为Q1/Q2、Q3/Q4）的ON/OFF，必须控制H桥，使高边和低边不发生同时导通期间。如果它们同时导通，则电源和GND将会短路，并可能会流过被称为“直通（Shoot Through）电流的大电流，甚至还会造成损坏。
为了防止同时导通，需要设置一个控制电路，以实现包含可以使高低边开关同时关断期间（俗称“死区时间”）的开关动作。但是，死区时间段会成为损耗，需要尽可能地缩短该时间段，并需要非常先进的控制以同时兼顾高效高速开关（转换速率）。实际上，很难用外部电路来组成这样的控制电路，因此通常使用电机驱动器IC中配备的防止同时导通的电路。

●PWM频率
开关损耗随着PWM频率（即电压施加和电流再生周期）的增加而增加。从前面的公式中也可以清楚地看出这一点。当希望通过增加频率来减轻电流纹波时，就需要在频率与效率之间进行权衡。

●确认电机驱动器IC是否支持PWM驱动
很简单，如果在电机驱动器IC的技术规格书中没有“支持PWM驱动”的描述，则有可能无法进行PWM驱动。当特别希望用PWM方式驱动某款驱动器时，就需要与制造商确认。
如果用PWM方式驱动了不支持PWM驱动的驱动器，则很有可能无法工作，即使工作也会发生误动作或者需要外置部件或电路，因此原则上不建议尝试。

接下来将介绍有刷直流电机使用H桥电路PWM驱动的具体驱动方法。

使用PWM输出方式驱动有刷直流电机：H桥电路PWM驱动

本文介绍有刷直流电机使用H桥电路进行PWM驱动时的两个典型示例。

①将PWM信号输入至两个输入引脚之一并直接驱动
在“通过H桥电路驱动有刷直流电机：输出状态的切换”中介绍了通过H桥电路驱动电机时，可以利用两个逻辑输入在4种状态（停止，正转，反转，制动）之间进行切换。第一种PWM驱动方法是将PWM信号输入至这两个输入引脚之一。

这是某款有刷直流电机驱动器IC的框图。使用IN1和IN2逻辑切换H桥。
两个真值表的左侧是标准的切换逻辑。其中，将正转（H/L）和反转（L/H）的H输入用作PWM输入。参见右侧的真值表。 这就是停止（OPEN）、正转PWM驱动、反转PWM驱动和制动。在这种控制中，需要将逻辑信号和PWM信号从微控制器等发送到IN1/IN2。当然，驱动器IC需要支持这种驱动方法。
在这种方法中，PWM输入信号的占空比与电源电压VM的乘积为等效平均施加电压。

②具备Vref PWM控制功能的电机驱动器
有些电机驱动器IC是配备了PWM功能的IC。在该示例中，驱动器IC是在内部配有三角波发生器和比较器，并可以进行输出PWM驱动和PWM占空比调节的类型。

通过框图和波形图可以了解其工作机制。比较器会输出三角波发生器的三角波与外部的基准电压Vref比较后的结果。 比较器的输出占空比由Vref决定，当Vref为三角波的最小幅值0V时，占空比为0％；当Vref为三角波的最大幅值Vph时，占空比为100％。 
该比较器的输出（PWM信号）与IN1/IN2逻辑相组合，经由H桥输出至OUT1/OUT2。
从原理上看，就像所介绍的，①和②都可以通过H桥进行PWM驱动，但是由于内置了防止同时导通的电路，以及②中使用了模拟电路来生成PWM信号，因此可能需要进行一些理论之外的调整（例如线性度和误差）。

有刷直流电机的PWM驱动方法有几种。本文将介绍有刷直流电机PWM驱动方法的H桥恒流驱动。

使用PWM输出方式驱动有刷直流电机：H桥恒流驱动


这是有刷直流电机PWM的恒流驱动电路示例。这是普通的驱动器电路，可以使用内置的比较器进行电机电流的ON/OFF控制，即PWM控制。

连接到功率晶体管（MOSFET）的GND侧（RNF引脚）的电阻Rs是用来检测电流的电阻。内置的比较器会对该Rs产生的电压与基准电压设置引脚（Vref）的电压进行比较。当RNF引脚电压超过Vref电压时，比较器的输出变为L，并会关断供给电流的电源侧的功率晶体管。在供给或停止电流时，晶体管的ON/OFF状态会因工作模式（例如正转或反转）而异，但是不管怎样，都将由Vref、Rs和比较器来负责是否使电流流过电机的切换。

关断时间（toff）通过对振荡器（OSC）频率进行计数的方法来设置，在关断期间内电流会再生。当过了设置的关断时间时，已关断的功率晶体管将再次导通并供给电流。通过重复该过程，可以通过以Vref电压÷Rs值为峰值电流（Ipeak）的恒流控制使电机旋转。右图是表示电机电流、Rs电流和RNF电压的波形。

需要注意的是，由于在再生电流流动期间Rs中没有电流流过，因此在电流重新供给时，Rs中会产生较大的电流变化，可能会因寄生电感而产生产生较大的电压噪声，或功率晶体管的寄生电容的充电电流流过并超过Vref电压。



需要设置很短的消隐时间（tblnk），来避免功率晶体管因该电压噪声而不进行OFF动作。消隐时间的设置需要注意不仅要避免电流ON/OFF时的电压噪声引发误动作，还要避免切换电机旋转状态时的电压噪声引发误动作。消隐时间可以通过驱动器IC进行优化或调整。

在上一篇文章中以恒流驱动为例介绍了有刷直流电机的PWM驱动方法。本文将介绍有刷直流电机以BTL放大器输入形式的PWM驱动。

使用PWM输出方式驱动有刷直流电机：
BTL放大器输入形式驱动

同样，首先请看电路示例。这是一个有刷直流电机以BTL放大器的输入形式进行PWM驱动的电路示例。BTL放大器输入电路的工作原理在这里也有介绍，请一并参考。

该驱动器在输入电路中使用与BTL放大器相同的差分放大器配置来控制H桥。它配有以Vref为基准偏置点的差分输入放大器，以及振幅为Vph-Vpl、且Vph和Vpl的中心值为Vref的三角波振荡器。通过由比较器将放大器的输出和三角波进行比较并转换为矩形波来生成PWM信号。两种矩形波输出中，一种为反相波形（参见波形图）。

当输入（VIN1-VIN2）为零时，放大器输出（AmpOut）的电压与Vref相同，两种输出均变为50％的On Duty驱动，流经电机的平均电流为零（参见右图）。

当输入（VIN1-VIN2）为正时，OUT1的On Duty大于50％，OUT2的On Duty小于50％，电流从OUT1流向OUT2。另外，当输入（VIN1-VIN2）为负时，OUT1的On Duty小于50％，OUT2的On Duty大于50％，电流从OUT2流向OUT1。

假设第一级放大器的电压增益为Gv，则通过VIN1-VIN2 =（Vph-Vref）/ Gv得出OUT1的On Duty为100％（H侧始终导通），OUT2的On Duty为0％（L侧始终导通）。


通过VIN1-VIN2 =（Vpl-Vref）/ Gv得出OUT1的On Duty为0％（L侧始终导通），OUT2的On Duty为100％（H侧始终导通）。

这种占空比控制有一些注意要点。这种结构也需要配备防止同时导通的电路，以确保高边晶体管和低边晶体管不会同时导通。如果有防止同时导通的电路，当占空比为0％或100％左右时，可能无法保持线性控制，因此需要确认其特性。另外还应注意，第一级放大器、三角波振荡器和比较器均具有偏移量变化，因此占空比相对于输入电压存在偏差。

来源：techclass.rohm