传统的移相全桥电路（图2）是一种十分优秀的DCDC变换器，利用辅助电感能量来实现开关管的零电压开关，减小了开关管的开关损耗。它具有电路和控制简单、开关管容易实现软开关、电路效率高、EMI小等优点，被誉为最佳的DCDC变换器之一。

可是由于增加了辅助电感，在副边二极管反向恢复过程时，二极管会产生了较大的电压尖峰和振荡，增大了二极管开关损耗，使电路的EMI变差。如果提高二极管耐压， 二极管的反向恢复时间更长，会使电路的性能更差。

为此提出了一些解决方法，如采用软恢复的输出二极管、采用RC吸收等等。Richard Redl等【1】提出的二极管箝位电路（图3）是一种较好的解决方案。他采用在变压器和电感之间增加两个箝位二极管，使输出二极管在反向恢复时间存在电感的多余能量释放到输入电源中，使输出二极管的尖峰电压箝位。In-Dong Kim等【2】提出的第三绕组变压器电压箝位电路（图4）也是一种十分优秀的解决方法。他采用四个箝位二极管和一个箝位绕组，使原边的变压器电压被箝位在一定比例的输入电压，其比例关系可以通过箝位绕组的匝数来调节。

图5为我们采用的谐振电感箝位软开关电路，其特点是在传统的移相全桥电路的谐振电感上增加一个第二绕组――箝位绕组，箝位绕组的一端与桥臂的中点连接，另一端通过两个二极管分别箝位在正负输入母线上。谐振电感与箝位绕组的匝比为k，一般取k>1。电路中在箝位电感回路中串联一个电阻。

对于移相全桥电路，器件本身的寄生参数在开关转换过程中对电路的特性有显著的影响，因此我们首先考虑器件的寄生参数的影响，给出等效的电路图进行分析。

Q1Q3均已经导通，t1时刻电感电流ILr达到Io/n, 由于谐振电感绕组与箝位绕组绕组匝比k>1，因此D6不会导通。

由于输出二极管存在反向恢复特性，因此DR2不能马上关断，因此变压器继续被短路，电感电压为输入电压，原边谐振电感的电流继续线性上升，DR1的电流也继续线性上升，DR2有一个线性上升的反向电流，各个电流的关系式同模式2。

经过trr时间后，即t2时刻，二极管反向恢复结束，此时：

模式4：t2-t3 谐振阶段

由于寄生电容的存在，原边电流需要向变压器的寄生电容充电，副边电流向DR2的反向结电容和RC吸收电路充电，因此谐振电感与等效的电容寄生参数Cs谐振。

当Vcs＝Vin时，谐振电感电压降至零并开始反向，此时箝位二极管准备D5导通，此阶段结束，电感电流达到最大值。

在t4时刻，D5的电流降至零，D5零电流关断（DCM）。

为使D5在Q1关断前的电流降至零，可以通过调整比例系数k和电阻值来保证。

t5时刻，Q1管关断，此时C1充电，C2放电，直至Q2的体二极管D2导通。此时谐振电感承受反压，电感电流减小。由于变压器电流受输出电感箝位，因此寄生电容Cs向变压器放电，寄生电容电压下降。此时C1、C2、Cs和Lr均参与谐振。