对于27V输出的低压大电流应用场合，在前期的拓扑选型时，主要考虑了移相全桥，Boost+定频谐振和Buck+定频谐振三种拓扑。移相全桥拓扑中，由于需要考虑低压输入、高压输出情况，匝比被限制在了4：4：4，导致在53.5V输入，27V输出额定状态时，最大占空比小于60%，导致整机效率不高。对于Boost+谐振电路和Buck+谐振电路，谐振输入电压范围被限制在100V以下，输出为27V大电流情况，Q值比传统AC/DC 谐振应用中的Q值大得多，导致升压能力有限，增益曲线非常平，不能采用原有的调频控制，后级只能采用定频控制。

对于Boost+定频谐振拓扑来说，其短路风险较大。Boost为升压拓扑，母线电压最低被限制在60V以上，短路时，需要快速控制谐振占空比，谐振控制需要来回切换，控制的风险较大。而Buck拓扑为降压拓扑，短路时，主管占空比能够快速响应，短路处理风险更小。Boost+定频谐振拓扑与Buck+定频谐振拓扑相比，Boost侧MOS管选择余地较小，一般Rdson更大，效率并不占优势。最后选定Buck+定频谐振拓扑作为DCDC的拓扑。

此时定频谐振电路相当于固定增益输出。对于Buck+定频谐振电路，后级谐振全桥电路采用开环控制，使全桥谐振电路工作在谐振频率点，通过调节前级Buck的占空比来控制整个变换器的输出电压。这种控制策略相对于只控制谐振工作频率和两级分开控制而言，具有如下优点：控制更为简单，后级全桥谐振电路的开环输入阻抗大，有利于系统稳定。实际电路中可以采用电压外环，功率内环的控制方式来工作。

图2 Buck+定频谐振电路控制示意图

工作原理

在图1所示的Buck+定频全桥谐振拓扑中，谐振电路开环控制，以50%占空比固定工作在谐振频率点。这里Buck和谐振电路的开关频率相同。由于在大部分负载情况下，Buck的占空比都大于50%，故这里分析Buck占空比大于50%时的情况。电路可以分为8个工作区间，电路的主要工作模式和波形如下图所示：

模态1【t0～t1】:t0时刻主Buck MOS管Q1导通，Buck电感电流上升。此时谐振电路的Q4，Q5管仍在导通，变压器副边电压极性为上负下正，同步整流管Q8导通。此时变压器原边被箝位在-NVo，故iLm仍在线性下降，此时谐振频率为fr。由于此时Buck电感电流大于谐振的输入电流，Buck母线电容开始充电，母线电压上升。

模态2【t1～t2】: t1时刻，当谐振电感电流iLr等于励磁电流iLm时，关断Q4，Q5管，此时开关频率等于谐振谐振频率。谐振电感电流通过D3，D6续流，此时变压器原边电压极性变为上正下负，同步整流管Q7导通，由于此刻Q8电流为0，故Q8为零电流关断。Lm被箝位至NVo，励磁电流iLm开始线性上升。此时谐振端输入电流出现了突变反向，Buck电感电流仍大于谐振输入电流，Buck电容继续充电，母线电压以更大斜率继续上升。

模态3【t2～t3】: t2时刻，Q3，Q6开关管导通，由于之前D3，D6已经导通，故Q3，Q6为ZVS开通，谐振电感电流iLr经过Q3，Q6，变压器副变电压极性为上正下负，同步整流管Q7导通，电感Lm上的电压被箝位在NVo，电流iLm继续线性上升。此时谐振端输入电流为近似半波电流，中间过程当电感电流小于输入电流时，母线电容开始放电，Buck母线电压下降。当电感电流大于输入电流时，母线电容重新开始充电，Buck母线电压上升。

图3 电路工作模式及其相关波形

模态4【t3～t4】: t3时刻，谐振电感电流iLr等于励磁电流iLm时， Q3，Q6开关管管关断，此时Q7电流减小到0，Q7为零电流关断。D4，D5续流导通，变压器原边电压极性变为上负下正，同步整流管Q8导通。Lm重新被箝位到-NVo，励磁电流iLm开始线性下降。

模态5【t4～t5】: t4时刻，Q4，Q5开关管导通，由于此前D4，D5已经导通，故Q4，Q5为ZVS导通，谐振电流iLr流经Q4,Q5，变压器副变电压继续上负下正，Q8继续导通。电感Lm上的电压仍被箝位至-NVo，故iLm继续线性下降。

模态6【t5～t6】: t5时刻，Buck主MOS管关断，Buck电感电流通过D2管进行续流，Buck电感电流开始减小。此时谐振电路延续【t4～t5】状态。

模态7【t6～t7】: t6时刻，Buck的同步管Q2导通，由于之前电流流过D2，Buck同步整流为ZVS开通。此时谐振电路延续【t4～t5】状态。

模态8【t7～t8】: t7时刻，同步整流管Q2管关断，电感电流继续通过D2续流，Q2为硬开关关断。到t8时刻Q1管重新开通。此时谐振电路延续【t4～t5】状态。