关于DC/DC转换器的设计，电路结构和元器件选型当然非常重要，PCB板布局同样很重要。即使电路图纸和元器件常量正确，如果PCB板布局不当也无法发挥预期性能，甚至无法正常工作。这样说好像很夸张，但事实上“试制了却运行不理想”之类的问题多数是由PCB板布局引起的。
另外，“噪声较多，但暂且动起来了”之类的状态，作为电源可能“暂且”还可以，但因产生的噪声导致系统的S/N下降，甚至发展到无法满足系统规格的问题案例也不在少数。
就PCB板布局引发的问题而言，包括输出噪声（含峰波和振荡）、调节劣化、工作不稳定。很多情况下，这些问题可通过恰当的布局来解决。本章就以下项目进行“恰当的布局”说明。
Figure 3-a. 理想的输入电容器配置
- 降压型转换器工作时的电流路径
- 开关节点的振铃
- 输入电容器和二极管的配置
- 散热孔的配置
- 电感的配置
- 输出电容器的配置
- 反馈路径的布线
- 接地
- 铜箔的电阻和电感
- 导通孔的电阻、电感、容许电流
- 噪声对策：拐角布线、传导、辐射
- 噪声对策：缓冲、Boot电阻、栅极电阻
首先是PCB板布局的要点。请注意这些要点的基础上阅读本章会更容易理解。
PCB布局的要点
- 将输入电容器和二极管在与IC引脚相同的面，尽可能地配置在IC最近处
- 必要时配置散热孔
- 电感可使来自开关节点的辐射噪声最小化，因此，虽然重要程度仅次于输入电容器，也需要配置于IC的附近
- 铜箔图形面积不要过大
- 输出电容器配置于电感附近
- 反馈路径的布线尽量远离电感和二极管等的噪声源
- 拐角布线圆弧状
接下来将介绍考虑布局时的基础–开关电源电路的电流路径。
降压型转换器工作时的电流路径
在进行DC/DC转换器的PCB板布局时，要想了解应该考虑的事项和为什么这样做，需要先了解降压型转换器工作时的电流路径。
开关稳压器虽然是模拟电路，但线形工作为中心的电路不同，进行电流和电压开关（即ON/OFF）。PCB板布局是考虑在哪个节点、哪条线被施加什么性质的电压，流过什么样的电流，来设计最佳路径的工作。
本次介绍其出发点–“降压型转换器工作时的电流路径”。
Figure 1-a. 开关元件Q1ON时的电流路径
Figure 1-b. 开关元件Q1OFF时的电流路径
Figure 1-c. 电流差分、布局上的重要位置
降压型转换器工作时的电流路径
右侧电路图是称为“二极管整流”或“异步整流”的降压型DC/DC转换器IC及其外置电路。连接于BOOT引脚的电容器是用来驱动内置Nch-MOSOFET的自举用器件。另外，连接于COMP引脚的电阻和电容器是相位补偿用器件。有些IC不存在这些引脚。其他引脚和元器件不言而喻是基本的引脚和必要的外置元器件。
Figure 1-a 的红色线表示开关Q1导通时流过的主要电流和路径以及方向。CBYPASS为高频用的去耦电容器，CIN为大容量电容器。
开关Q1导通的瞬间，流过急剧的电流，其大半来自CBYPASS ，其次来自CIN。缓和变化的电流由输入电源供给。
Figure 1-b 的红色线表示开关Q1关断时的电流路径。二极管D1导通，电感L蓄积的能量被释放至输出端。
降压型转换器的输出端电感串联插入，因此输出电容器的电流虽然上下变动，但比较平滑。
Figure 1-c 的红色线表示Figure 1-a和1-b的差分。开关Q1从关断向导通、从导通向关断切换时，红色线部分的电流都会急剧变化。该系统变化急剧，因此出现含有较多高次谐波的电流波形。
该差分系统在PCB布局时是重要之处，需要给予最大限度的重视。
概略地说，同步整流式和开关晶体管外置式的电流流动路径相同。后续的内容将以本电流流动路径为前提进行介绍，所以请充分理解本电流路径。
开关节点的振铃
在探讨DC/DC转换器的PCB板布局之前，需要了解实际的印刷电路板中存在寄生电容和寄生电感。它们的影响之大超出想象，即使电路没错，因布局而产生无法按预期工作的情况，往往是因为对它们的考虑不足。本次就“开关节点的振铃”来验证其主要原因。在设计实际的布线图形时，对寄生成分等的处理无处不在。
实际的电路模型和开关节点的振铃
下图表示同步整流型降压型DC/DC转换器电路的寄生电容和寄生电感。即蓝色的C和L。在实际的电路中，存在印刷电路板的寄生电容和寄生电感，开关ON时及OFF时产生如示意图所示的高频振铃。
印刷布线的电感值每1mm约1nH左右。也就是说，如果布线过长（多余布线），布线电感值将增高。此外，开关用MOSFET的上升（tr）及下降（ｔf）时间一般为数ns。因寄生成分而产生的电压和电流可通过以下公式计算。
另外，10nH约10mm。看似很小的距离，但电流越大产生的电压也越大。
此外，由公式可知，MOSFET的tr和tf越短，电流和电压都越大。tr和tf越快速，过渡损耗越低，可提高效率，但更容易产生振铃。
振铃的频段可按 ｆ＝1/小时 来计算。假设tr和tf为5ns，则周期可认为是10ns，频段为100MHz，一般的开关频率多为500kHz～1MHz，因此产生其100～200倍的高频。
接下来介绍因本电路模型的寄生成分产生怎样的电流。首先是高边MOSFET导通时的示意图。寄生电容C2被充电，寄生电感L1～L5积蓄能量，当开关节点的电压等于VIN时，积蓄于L1～L5的能量与C2产生谐振，发生较大振铃。
其次，高边MOSFET关断时，同样寄生电容C2被充电，寄生电感L1～L5积蓄能量，当开关节点的电压几乎接近GND水平时，积蓄于L1～L5的能量此次与C1产生谐振，发生较大振铃。寄生电感中积蓄的能量和谐振频率可按右下公式进行计算。
电感L4由CBYPASS的特性决定。另外，L3和L5受PCB板布局的影响很大。本电路是开关晶体管外置型的电路示例，使用开关晶体管内置型IC时，L1、L2、C2取决于其IC，为固定值，与PCB板布局无关。
综上所述，实际的印刷电路板中存在电路图中没有的成分，因此，比如开关节点中如果布局不当，会随着开关而产生较大振铃，可能导致无法正常工作或噪声较多等问题。现在应该明白关于PCB板布局经常提到的“布线要短”的原因了。后续将介绍具体的配置和布线方法。
输入电容器和二极管的配置
接下来介绍的PCB板布局将以介绍电流路径时使用的右侧电路为基础。请回忆本电路的同时看PCB板布局图。
首先，配置最重要的元器件——输入电容器和二极管。
本章的最开始的“DC/DC转换器的PCB板布局概述”中的“PCB 布局的要点” 中提到
“将输入电容器和二极管在与IC引脚相同的面，尽可能地配置在IC最近处”。这显然是非常重要的要点，所以请务必记住。
输入电容器在电流电容较小的电源（IO≤1A）时，电容值也变小，因此有时1个陶瓷电容器即可同时充当CIN和CBYPASS。这是因为陶瓷电容器随着电容值变小，其频率特性变好。但是，不同陶瓷电容器的频率特性不同，因此需要确认实际使用产品的频率特性。
CIN所用的大容值电容器，如以下所示，一般特別频率特性较差，因此，需要与CIN并联配置频率特性优异的高频用去耦电容器CBYPASS。
CBYPASS请使用表面贴装型的叠层陶瓷电容器。
Figure 2. 陶瓷电容器的频率特性
接下来，通过实际的布局来介绍好的例子和不好的例子。Figure 3-a表示理想的输入电容器布局例。CBYPASS配置于与IC引脚相同面的最近处。
Figure 3-a. 理想的输入电容器配置
CBYPASS供给大部分脉冲状的电流，因此大容量电容器CIN如Figure 3-b所示，离开2cm左右也没问题，但请遵循前面提到的“尽可能地接近IC”。
Figure 3-b. CBYPASS配置于与IC相同面的最近处时，CIN距离2cm左右也没问题与之相对， Figure 3-b为妥协的例子。
因空间原因无法在IC相同面配置CIN时，以正确配置了CBYPASS为前提，可如Figure3-c所示，借助导通孔配置于背面。但是，此时，可能能够回避噪声相关风险，但因导通孔电阻的影响，在大电流时纹波电压可能会増加，因此需要进行实际确认。
Figure 3-c. 将CIN配置于背面时担心纹波电压増加
本布局受导通孔的电感成分影响，电压噪声増加，因此绝对不可进行这样的布局。
Figure 3-d. 不可进行的输入电容器配置，受导通孔电感影响噪声増加
Figure 3-e 为CBYPASS、CIN及二极管D1的理想布局。CBYPASS配置于IC的VIN引脚及GND引脚最近处是非常重要的。
但是，降压型转换器时，即使将CBYPASS配置于IC的最近处，CIN的接地也存在数百MHz的高频。因此，建议CIN的接地和输出电容器CO的接地离开1cm～2cm进行配置。
Figure 3-e. 理想的续流二极管的配置
二极管D1也配置于与IC引脚同面的最近处。二极管使用最短且较宽的布线，需要直接连接于IC的开关引脚和GND引脚。借助导通孔配置于背面时，受导通孔电感的影响，噪声将增加，因此绝对不可借助导通孔。
Figure 3-f是不好的二极管布局示例。
CBYPASS、IC的VIN引脚及GND引脚的距离较远，因此受布线电感的影响产生电压噪声/振铃。
二极管、IC的开关引脚和GND引脚和的距离较远，因此布线电感増加，尖峰噪声变大。
Figure 3-f. 不好的二极管布局
CBYPASS的配置不当，即未接近配置时，受布线长度或导通孔影响寄生电感增加。从而随着开关而产生较大振铃。此外，到输入电容器的环路成为天线，噪声辐射到周边。
下面的波形是CBYPASS离开2mm时和10mm时的波形。可见振铃明显变大。
前面的说明中也略有提到，这是因为布局的影响非常直接地显示出来的结果。在实际的布局工作中，可能有时不得不妥协。但是，请尽量将妥协部分控制在最低限度，争取达到理想布局。
散热孔的配置
散热孔
众所周知，散热孔是利用PCB板来提高表面贴装部件散热效果的一种方法。在结构上是在PCB板上设置通孔，如果是单层双面PCB板，则是将PCB板表面和背面的铜箔连接，增加用于散热的面积和体积，即降低热阻的手法。如果是多层PCB板，则可连接各层之间的面或限定部分连接的层等，主旨是相同的。
表面贴装部件的前提是通过安装到PCB板（基板）上来降低热阻。热阻取决于起到散热器作用的PCB上的铜箔面积、厚度以及PCB板的厚度和材质等。基本上是通过增加面积、提高厚度、提高热导率来提升散热效果。但由于铜箔的厚度一般是有标准规格限定的，无法一味地增加厚度。另外，如今小型化已成为一项基本的要求事项，并不能仅因为想要PCB的面积就一味占用，而且实际上铜箔的厚度也并不厚，所以当超过一定面积时将无法获得与面积相应的散热效果。
而这些课题的对策之一就是散热孔。要想有效使用散热孔，很重要的一点是将散热孔配置在靠近发热体的位置，比如在部件的正下方等。如下图所示，可以看出利用热量平衡效果，连接温度差较大的位置是很好的方法。
散热孔的配置
下面介绍具体的布局示例。下图是背面散热片外露型封装HTSOP-J8的散热孔布局和尺寸示例。为提高散热孔的热导率，建议采用可电镀填充的内径 0.3mm 左右的小孔径通孔。需要注意的是，如果孔径过大，在回流焊处理工序可能会发生焊料爬越问题。
散热孔的间隔为1.2mm左右，配置于封装背面散热片的正下方。如果仅背面散热片的正下方不足以散热，则还可在IC的周围配置散热孔。在这种情况下的配置要点是要尽量靠近IC来配置。
关于散热孔的配置和大小等，各个公司都有自己的技术诀窍，在某些情况下还可能已经规范化，因此，请在参考上述内容的基础上进行具体探讨，以获得更好的效果。
电感的配置
电感
首先来稍微回顾一下布局相关的电感特性。当电流流过电感时会产生磁力线。当这种磁力线穿过导体（PCB的导体为铜箔）时，在这部分会产生电涡流。也就是说，如果电感的附近有导体，则可能因电涡流而引发问题。由于电涡流是在抵消磁力线的方向流动，因此会使电感值减小、Q值下降（损耗增加）。顺便提一下，Q是表示电感损耗量的参数之一，“Q值大＝损耗小”。另外，如果电感附近的铜箔是信号线，则电涡流可能致使噪声传播到信号，可能对电路工作有不利影响。
还有一点。电感属于发热部件。众所周知，当电感有电流流过时，会因卷线的电阻成分和其他损耗而发热。随着电感的温度升高，除元件劣化之外，铁氧体铁芯的情况下，如果超过居里温度，电感值会急剧下降。一般会提供额定电流值和电阻值规格作为参考标准，但在实际安装时需要考虑散热。
请记住这些要点以及以下关键点。
电感的配置
为了将来自开关节点的辐射噪声控制在最低，虽然重要程度仅次于输入电容器，请将电感尽量配置在IC附近。如果为了降低布线电阻散热而过度扩大铜箔面积的话，铜箔可能起到天线的作用，使EMI增加，因此不可过度增加铜箔面积。
从EMI的角度出发考虑布线面积的布局示例见Figure6-a，配置了不必要布线的不良示例见Figure6-b。
具体的布线宽度可参考电流耐受特性来决定。Figure 5为流过某电流时的导体宽度和自发热导致的温升图表。
例如，当2A的电流流过导体厚度35µm的布线时，为抑制20℃的温度上升，0.53mm的导体宽度即可对应。但是，由于布线受外围元器件发热和环境温度的影响，因此，需要具备充分的余量。例如，建议1盎司（1OZ）（35µm）PCB板中每1A导体宽度1mm以上、2盎司（70µm）PCB板中每1A导体宽度0.7mm以上。
关于电感外围布线，不可在电感的正下方配置GND层（Figure 6-c）。这正如前面提到的，磁力线穿过导体GND层并产生电涡流，从而受磁力线消除的影响，使电感值下降或Q值下降（损耗增加）。
非GND的信号线也有因电涡流使开关噪声传递给信号的可能性，因此应避免电感正下方的布线。不得不布信号线时，请使用漏磁较少的闭磁路电感。但是，必须实际测试并确认是否有问题。
另外，还需要注意电感引脚布线间的空间。如Figure 6-d所示，当引脚间的距离近时，开关节点的高频信号经由杂散电容，电容量被诱导至输出。
虽然并不仅限于电感，但部件的配置和布线设计常常会成为制约因素。因此，认真将应该注意的要点体现在布局设计中是非常重要的。在结果不理想的情况下，必须进行实测并确认有无问题。
输出电容器的配置
输出和输入电容器电流的差异
先来复习一下输入电容器CIN和输出电容器CO中流动的电流的差异。波形图中的ICO为输出电容器的电流波形，下方的ICIN为输入电容器的电流波形。输入电容器中反复流过急剧的较大电流，而输出电容器则以输出电压为中心反复进行与输出纹波电压联动的平稳充放电。
这是因为输出路径中串联插入了电感，电感L和CO具有输出滤波器的作用。
输出电容器的配置
CO的GND连接在距离CIN的GND连接部分1～2cm的位置，要尽量靠近电感。如上所述，由于输入电容器中反复流过急剧的上升/下降电流，因此CIN所连接的GND Pattern中会流入几百MHz的高频电流。当然，由于CO所连接的GND Pattern是同样的GND Pattern，所以如果在CIN的连接位置附近配置CO，则输入的高频噪声可能会经由 CO传导至输出端。右下图是其示意图。
之所以将CO的GND配置在距离CIN的GND约1～2cm的距离，是因为薄膜布线的电感值和电阻成分起到滤波器的作用，可以降低高频噪声。也就是说，这是在充分利用寄生成分。
整体的位置关系示例参见上面的PCB图案。
反馈路径的布线
在本文中，将对用来将输出信号反馈给电源IC的FB引脚的布线进行说明。
反馈路径的布线
反馈信号的布线在信号布线过程中也需要特别注意。反馈信号如Figure 7-a左侧的电路图所示，输出电压经由布线，由电阻分压，被反馈至电源IC的FB引脚－即误差放大器的输入端，电源IC根据该电压信息执行输出电压的稳定化工作。该反馈路径重要的是，如果实际的输出电压之外的噪声和波动被送往误差放大器，则不仅无法进行准确的输出稳定化，在某些条件下还可能会产生振荡等现象，工作可能会变得不稳定。所以在反馈路径的设计过程中，需要考虑使之能够反馈纯净的信号。
・如果因反馈信号布线而引发噪声，则可能导致输出电压产生误差，甚至可能导致运行不稳定
・输入反馈信号的 IC的FB引脚阻抗高，因此该引脚和电阻分压电路的分压节点尽量以短的布线连接：图中的（a）
・检测输出电压的位置要配置在输出电容器的两端或输出电容器的前面：图中的（b）
・从输出到电阻分压器的布线要平行且接近，这样不容易产生噪声：图中的（c）
・布线要远离电感和二极管的开关节点：图中的（d）
・不在电感或二极管的正下方、与电力系统的布线平行布线（多层PCB板也同样）
实际进行布线时请注意这些注意事项。Figure 7-c是在反馈路径中使布线经由过孔转移到背面，远离开关节点的布局示例。由PCB板可见，完美地满足上述条件的布线并非易事。尤其是上述条件中未提及的布线的基本要求－－“尽量短”。所以，如下面的PCB板所示，一味地延长反馈布线，远离整体电路的做法并不能称之为良策。在这种情况下，还有一种方案是在背面铺设反馈信号的布线。
Figure 7-d是不理想的布线示例。由于反馈路径是与电感平行布局的，所以因电感周边产生的磁场而诱发了反馈路径中的噪声。
实际上，因其他部件的关系，有时无论如何也无法实现理想的配置与布线。在这种情况下，需要好好斟酌理想配置的目的是什么，找出最佳的妥协点。
接地
本文是关于接地布线的布局相关内容介绍。由于接地布线是众多部件分别需要的布线，所以需要好好考虑其布局。另外，正如在之前的文章中提到的，在DC/DC转换器电路中，与控制电路密切相关的输出电压的反馈等信号系统和切换大电流的开关（功率）系统要分离是非常重要的，这一点在接地布线中也是一样的。
模拟小信号地和功率地
“接地”作为电位是等电位，但在模拟信号和数字信号混合存在的电路（近年来大多数是这种情况）中，多采用单独设置模拟地和数字地，使数字信号引起的噪声不传递给微小的模拟信号的手法。在开关电源电路（不仅限于DC/DC转换器）中思路也是一样的，例如，线路的电压值直接关系到输出精度的反馈路径，需要注意将开关节点产生的噪声影响控制在最低限度。
称呼（叫法）有好几种，在这里，将像反馈路径这样的不喜欢噪声的线路相关的接地称为“模拟小信号地（AGND）”，将切换开关节点等大电流的线路相关的接地称为“功率地（PGND）”。
最重要的关键点是：AGND和PGND必须是分离的。虽然电位相同，最终也是要连接的，但这种做法是出于将“大电流通过开关返回的GND”和“控制信号的GND”分开来防止干扰的考量。
接下来，原则上PGND需要在顶层挨在一起布局配置（Figure 8的左图）。但是，由于部件的配置等原因，有时会出现无论如何也无法挨在一起进行设计的情况。在这种情况下，如果分隔PGND而通过过孔利用背面和内层进行连接（Figure 8的右图），受过孔的电阻和电感的影响，可能会出现损耗增加和噪声恶化问题，因此，请利用实机进行充分验证。
- AGND和PGND需要分离。
- 布局的基本原则是将PGND配置在顶层并且不分隔PGND。
- 如果使PGND分隔通过过孔在背面进行连接的话，受过孔的电阻和电感的影响，损耗会增加，噪声会恶化。
接地层
接地层是指占用一定面积的GND布线，首先需要了解在背面和内层设置接地层的基本目的是旨在减少DC损耗、屏蔽及散热，而作为GND只是辅助作用。在多层电路板的内层或背面设置接地层时，需要注意与高频开关噪声较多的输入端和二极管PGND之间的连接。如Figure 9所示，在第3层有公共地、在第4层有信号地的情况下，它们与PGND的连接要在高频开关噪声较少的输出电容器附近的PGND进行。不可连接噪声较多的输入端和二极管附近的PGND。
在第2层有用来减少DC损耗的PGND层时，需要将顶层的PGND和第2层用多个过孔连接，以减小PGND的阻抗。
- 多层电路板在内层或背面配置接地层时，需要注意与高频开关噪声较多的输入端和二极管PGND之间的连接。
- 顶层PGND与内层PGND的连接，要通过多个过孔连接，以降低阻抗，减少DC损耗。
- 公共地或信号地与PGND的连接要在高频开关噪声较少的输出电容器附近的PGND进行，不可在噪声较多的输入端或二极管附近的PGN连接。
顺便提一下，大家都知道，很多DC/DC转换器IC具备AGND（SGND）和PGND两个GND引脚。这是因为在IC内部信号系统和开关（功率）系统也是分离的（因着完全相同的原因）。另外同样，由于需要相同的电位，所以最终需要连接。重要的是，IC的AGND和PGND要以1点进行连接。最佳连接点请参考技术规格书的布局信息等。
铜箔的电阻和电感
PCB板布局很重要，但需要了解的不仅有布局，还有PCB板和铜箔本身。本文将对PCB板的结构和材料相关的特性、以及铜箔的电阻和电感进行介绍。
关于PCB板
右图是PCB板截面的示意图。这是最基本的PCB板结构和特性，请记住。下面逐项列出几个关键要点。- 表面和背面的铜箔厚度通常与内层厚度不同。
- 芯材铜箔通常较厚，散热性较好。
- 芯材为通用厚度，可通过半固化片来调整厚度。
- 有的芯材和半固化片的种类是容易产生迁移的材质，可能无法承受高湿度试验。
铜箔的电阻
当然，铜箔（布线）是有电阻的。在较大电流条件下，会产生传导损耗，也就是会产生电压降或发热现象。因此，对于大电流的线路，需要对铜箔的电阻值进行评估。铜箔的电阻按单位面积来考量。Figure 10表示铜箔单位面积的电阻值。通常为铜箔厚35µm、宽1mm、长1mm条件下的电阻值。
通常可利用下列公式进行电阻计算。
根据从Figure 10读取到的单位面积电阻值RP 来计算，结果如下：
该铜箔引起的电压降，在某些条件下可能会导致较大问题，因此基本上需要根据电流和温度条件来探讨布线宽度。
铜箔的电感
当然，铜箔也存在电感。可以认为，电阻、电容、电感这些寄生成分是一定存在的。铜箔的电感值通过以下公式来表示。
Figure 11 表示铜箔电感的计算值。由图可知，即使线宽提高到2倍，电感值也不会下降到理想程度。
要想减少寄生电感的影响，缩短布线长度是最好的解决方法。
假设电感值L[H]的印刷电路布线中的电流在时间t之内变化量为i[A]，则将在其印刷电路布线的两端产生以下电压。
例如，当在寄生电感值为6nH的印刷电路布线中在10ns内流过2A的电流时，将产生以下电压。
需要注意的是，在某些条件下寄生电感也会造成较大的电压，不仅会影响运行，还有可能损坏部件。
噪声对策：拐角布线、传导噪声、辐射噪声
拐角布线的噪声对策
无论怎样布局，布线图形都是需要拐角（弯曲）的，但弯曲方法不当的话，可能会对EMI产生不利影响。没有PCB板布局经验的人可能不太相信。而这些就是经验和技术诀窍。下图表示拐角布线的好坏。如果将拐角布线设计为直角，阻抗将在拐角发生变化。这会导致电流波形紊乱，产生被称为“反射”的波形畸变。开关节点等频率较高的布线，受反射影响EMI可能会恶化。
拐角布线不要设计为直角，设计为45°或圆弧状比较好。弯曲的半径越大，阻抗的变化越小。
噪声引脚电压（传导发射，Conducted Emission）的对策
噪声引脚电压是反馈到输入线路的噪声，也被称为“传导发射（Conducted Emission）”。噪声频段主要出现在振荡频率的倍数处。这种噪声可通过增加铁氧体磁珠或π型滤波器来抑制。这类降噪部件必须选择适合降噪目标频段（希望降低的噪声）的部件。这就需要先确认噪声并锁定频率。下图是噪声引脚电压的测量数据示例。
噪声电场强度（辐射噪声）的对策方法
另一个必须探讨的噪声是噪声电场强度（辐射噪声）。DC/DC转换器的辐射噪声是受开关ON/OFF波形斜率和振铃影响而产生的，大概会产生100MHz～300MHz的噪声。开关上升和下降时的振铃主要源于MOSFET和输入电容器间布线电感，电感值的大小会影响到噪声。
就如在“输入电容器的配置”中所提到的，优化输入电容器的配置和布线，可以降低噪声水平。
当DC/DC转换器电路的辐射噪声超过配套设备必须满足的标准时，其对策方法有缓和开关波形以及增加缓冲电路。
下面的波形图是辐射噪声的测量示例。从图中可以看出，不到200MHz的区域呈现出的结果不是很理想。
噪声对策：缓冲电路、自举电阻、栅极电阻
本文是分两次介绍噪声对策的第二次介绍。本次要介绍的对策是通过增加降噪电路或增加部件来降低噪声的三个方法。
增加缓冲电路
增加缓冲电路是降低噪声的常用手法。本文中采用在输出端增加缓冲电路，其实在输入端也可以增加。在本例中，通过在开关节点增加RC，起到将开关引发的高频振铃引到GND的作用。
但是，增加缓冲电路会产生损耗。为了增加效果而提高电容器的容值的话，电阻需要能够容许其功率。下面为缓冲电路损耗的公式和计算示例。
| 损耗计算示例） | 缓冲电阻10Ω、缓冲电容1000pF、输入电压12V、振荡频率1MHz时的 电阻容许损耗 缓冲电路损耗 P ＝ C ×V2 × fsw 1000pF × 122 × 1MHz ＝ 0.144W ⇒ 电阻的额定功率需要在MCR18(3216)：0.25W以上 |
在自举电路插入电阻
在高边开关使用Nch MOSFET的IC中，有BOOT引脚（不同的IC其名称可能不同）。它具有将输出电压供给自举电路（多内置于IC中），并为高边MOSFET提供足够的栅极驱动电压的功能。由于BOOT引脚连接于开关节点，因此通过在这里插入电阻，可减缓高边MOSFET导通时的上升速度，从而可抑制开关导通时的噪声。缺点是开关时间变慢，使MOSFET的开关损耗会增加。
在高边MOSFET的栅极插入电阻
这是通过在高边MOSFET的栅极驱动器和栅极间插入电阻，来限制栅极电荷，使高边MOSFET的上升和下降平缓（俗话也称“钝化”等），从而降低ON/OFF时噪声的方法。与在自举电路增加电阻一样，MOSFET的开关损耗会增大。但是，这种方法无法用于开关内置型IC。这是只适用于使用了开关外置型控制器IC的结构中的方法。
小结
首先，在“PCB布局的要点”中介绍了整体通用的要点。这些是最全面清晰的要点总结，因此在这里也先列出这些要点。
PCB布局的要点（整体）
- 将输入电容器和二极管在与IC引脚相同的面，尽可能地配置在IC最近处
- 必要时配置散热孔
- 电感可使来自开关节点的辐射噪声最小化，因此，虽然重要程度仅次于输入电容器，也需要配置于IC的附近
- 铜箔图形面积不要过大
- 输出电容器配置于电感附近
- 反馈路径的布线尽量远离电感和二极管等的噪声源
- 拐角布线圆弧状
- 降压型转换器工作时的电流路径关键要点・进行PCB板布局（设计）时，了解降压型转换器的电流路径是非常重要的。
・开关稳压器的开关动作引发的电流急剧ON/OFF，如果不通过恰当的布局来处理，将对电路工作和其他产生不良影响。
- 开关节点的振铃关键要点・实际的印刷电路板中，存在电路图中没有的寄生电容和寄生电感。
・寄生成分可能引发振铃等问题。
・PCB板布局要记住这些要点，争取最佳布局。
- 输入电容器和二极管的配置关键要点・最好最先从输入电容器和二极管的配置开始。
・将输入电容器和二极管在与IC引脚相同的面，尽可能地配置在IC最近处是铁则。
・寄生电感会导致噪声，因此导通孔的使用需要充分探讨。电流开关的位置需要注意。
- 散热孔的配置关键要点・散热孔是利用贯通PCB板的通道（过孔）使热量传导到背面来散热的手法。
・散热孔要配置在发热体的正下方或尽可能靠近发热体。
- 电感的配置关键要点・电感要尽量配置在IC附近。
・铜箔面积不可过大。
・电感的正下方不可配置GND层。也要极力避免配置信号线。
・电感引脚的布线不要太近。
- 输出电容器的配置关键要点・输出电容器要尽量配置在电感附近。
・为减少高频噪声的传导，CIN的GND和CO的GND要离开1～2cm配置。
- 反馈路径的布线关键要点・输出端的反馈信号线要远离开关节点。如果引发噪声将可能导致误差或误动作。
・还有一种方法是经由过孔在PCB板背面布线。
- 接地关键要点・AGND和PGND需要分离，原则上PGND不要分隔且配置在顶层。
・如果分隔PGND而通过过孔在背面连接，则受过孔电阻和电感的影响，损耗和噪声将会增加。
・公共地、信号地和PGND的连接，要在开关噪声较少的输出电容器附近的PGND进行。
- 铜箔的电阻和电感关键要点・了解PCB板的基本结构。
・铜箔的电阻表现为电压降，具有温度依赖性。
・要注意铜箔的电感在某些情况下会引发高电压。
・要降低电感值，缩短布线是有效方法
- 噪声对策：拐角布线、传导、辐射关键要点・拐角布线要设计为圆弧状，以减少布线阻抗的变化并抑制噪声。
・噪声引脚电压（传导发射，Conducted Emission）的对策是根据噪声频率来选用磁珠或π型滤波器。
・噪声电场强度（辐射噪声）的对策是优化输入电容器配置和调整开关波形的陡峭程度。
- 噪声对策：缓冲电路、自举电阻、栅极电阻关键要点・缓冲电路可减少开关的振铃，但效果和损耗之间存在权衡（ Trade-off）关系。
・自举电路增加电阻可减少上升时的噪声，但MOSFET的开关损耗会增加。
・在栅极插入电阻可降低上升和下降时的噪声，但MOSFET的损耗会增加。另外，如果是MOSFET内置型的IC则无法插入电阻。
来源：techclass.rohm
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