虽然麦克风阵列、抛物面反射器以及复杂的数字处理等技术或许能在一定程度上解决信号问题，但通常来说，一个优质的麦克风搭配一个精心设计的放大器，才是最为关键的出发点。
了解麦克风灵敏度
让我们先从一个看似简单的问题入手：我们如何测量声音的强度呢？通常的回答是“用分贝来衡量”，但分贝并不是一个真正的单位；它只是对数（log10）刻度上一个不太直观的比值。用通俗的话来说，±1分贝的变化意味着某物的功率变化了一个（略显奇怪的）1.26倍因子；它并没有告诉我们关于被测量现象的本质，也没有解释刻度的零点在哪里。
对于声音而言，实际的测量是声波撞击我们耳朵的压力，其单位是帕斯卡（一个很小的国际单位制单位，约等于0.000145 psi）。此外，在这个尺度上，“零分贝”并不对应于完全的寂静，而是对应于1 kHz声波施加的20微帕压力。选择这个值是因为它大致相当于人类听觉的阈值。从这个起点出发，我们得到了两种不同的基于分贝的声音测量标准：dB SPL，它测量名义上的声压，而不考虑频率；以及dBA，它经过频率加权以更接近人类的听力，即它在200 Hz以下和10 kHz以上急剧衰减。
如果以人类听觉阈值来描述麦克风的性能，那将是再合理不过的。然而，实际情况并非如此，它是在另一个任意点完成的，声波强度约为50,000倍——相当于94分贝，或1 kHz时的1帕。这大致相当于在使用燃气动力割草机或站在繁忙的高速公路旁时的声响。在这种条件下，理论上能够表现出1伏（均方根值，RMS）输出摆幅的麦克风将被描述为具有0 dBV的灵敏度（是的，这是第三个不同的分贝刻度）。在实际应用中，廉价的驻极体麦克风根本无法达到这个数值；一个常见的灵敏度值是-45 dBV，换算成在割草机旁感应到的电压摆幅大约为6毫伏。
撇开摇滚音乐会和建筑工地不谈，我们想要捕捉的大多数声音其实并没有那么响亮：正常的室内声音约为40-50 dBA，耳语约为30 dBA，而环境自然声音则徘徊在20 dBA左右。换句话说，在许多应用场景中，麦克风的输出可能坚定地处于微伏级别——如果我们从低质量的麦克风开始，再多的放大也无法解决问题。为了说明这个问题，我捕获了以下演示剪辑：
了解麦克风的独特之处
要了解这些麦克风的独特之处，我们可以关注一个名为等效输入噪声（EIN）的参数。EIN可以理解为一个假设的噪声源的响度，如果将这个噪声源放在一个完美的麦克风旁边，它所产生的嘶嘶声与实际设备中的噪声量相同。换句话说，EIN反映了麦克风本身的底噪水平；任何比这个底噪更安静的声音都有可能被淹没。
虽然数据手册并不总是提供EIN值，但我们可以从更常用的信噪比（SNR）数据中推算出来。SNR是指上述94 dBA（“割草机”）参考点与底噪之间的差值。计算方法很简单：EIN = 94 dBA - SNR。
回到我们的演示：在参考捕获之后，我们首先使用的是CUI CMA-6542PF麦克风，这是一种价格仅为0.50美元的驻极体麦克风，其SNR为60 dBA（EIN = 34 dBA）。如果你在网上购买通用驻极体麦克风，这基本上就是你最终能得到的产品。而第二个麦克风——PUI Audio AOM-5024L-HD-R，虽然外观相似，但售价为3.50美元，SNR为80 dBA（EIN = 14 dBA）。
显而易见，如果你正在设计耳机或对讲机，第一个麦克风是一个非常合理的选择；但在远场应用中，高SNR麦克风会带来巨大的影响——与其试图在后期解决问题，不如多花一两美元购买更好的麦克风。
选择合适的运算放大器
与选择麦克风相比，选择运算放大器的重要性稍低。电路中的大部分噪声来自麦克风；几乎全部剩余部分是用于设置增益的反馈电阻器的热噪声，再加上射频干扰（RFI），这通常是由于电路没有很好地屏蔽。至于放大器，只要你避免使用过时或明显不合适的型号，在高端型号（具有3 nV/√Hz噪声和0.00005%总谐波失真）和低级设备（勉强达到10 nV/√Hz和0.001% THD+N）之间，通常不会有明显的听觉差异（不用担心这些术语——我只是在说明一个观点）。在评估每个放大器在从录音室到消费者的过程中累积效应时，这些参数最为重要。故意选择一个糟糕的芯片是没有意义的，但也没有必要为发烧友级IC多付钱。
正如之前关于运算放大器的文章所述，器件的单位增益带宽是一个重要的限制因素。尽管可听频率仅扩展到20 kHz左右，但运算放大器的带宽必须与所需的增益按比例降低。我们稍后会讨论具体的公式；目前，一个好的经验法则是单级设计的目标至少为10 MHz。如果你使用增益较低的多个放大级，或者如果你对更高的频率不感兴趣（例如，在家庭自动化设备中处理语音命令时），则可以使用较少的带宽。
其余的考虑因素——电源电压、输出电流容量、轨到轨输出或转换速率——是比较标准的，应根据具体应用进行选择。大约50 mA的输出对于大多数耳机来说应该足够了；大约1 mA就足以驱动便携式录音机和台式电脑的“线路输入”信号。
在本文的大多数原理图中，我使用的是OPA1656——Texas Instruments提供的一款放大器。也就是说，我选择这款芯片不仅因为它的出色噪声或带宽规格，还因为它的合理成本（每个运算放大器约1.25美元）。其他可接受的选项包括OPA2322、OPA2323和MCP6022。
电路架构初稿
在互联网上，我们可以找到许多业余爱好者分享的麦克风放大器电路，但这些电路往往过于复杂，通常是因为它们依赖于过时的元件和陈旧的设计理念。如果麦克风能够放置在靠近放大器的位置，那么最简单的设计方案就是采用单电源、单端跨阻放大器（TIA）。这种电路的基本原理是将流经麦克风的电流直接转换为输出电压：
基本的、具有线路输出的驻极体麦克风放大器
驻极体麦克风可以被视为一种声控电流调制装置。它由一个带电振膜组成，该振膜连接到场效应晶体管的栅极，因此其阻抗会随着声波的变化而变化。在这个电路中，流经麦克风的电流可以通过一个4.7 kΩ的电阻提供；但交流电也可以轻松地通过一个2.2 μF的支路流动。这个电容器可以阻挡直流电，但对交流电的阻抗较低。
在稳态条件下，运算放大器会在Vout = Vin- = Vin+ = Vdd / 2附近达到平衡。场效应晶体管电导率的瞬态变化会打破这种平衡，感应出瞬时电流流过2.2 μF电容器，并使运算放大器反相腿上的电压失控。当这种情况发生时，运算放大器的输出会向相反的方向摆动，为了恢复平衡，它需要摆动得足够远，以使通过反馈电阻（Rf）的电流与流过输入电容的电流相匹配。实际上，这个电路作为一个电流-电压放大器工作，其增益等于Rf的值（以欧姆为单位）。
跨阻带宽
在之前关于信号放大的文章中，我们讨论了电压-电压放大器。在这种电路中，闭环信号放大是通过故意降低输出信号的幅度来实现的，因为它被环回到IC的负输入引脚。这会导致Vout上的所有微小差分电压助推被衰减，这是反馈控制机制的一部分。与我们有时谈论运算放大器的方式相反，这些微小的电压助推是唯一被放大的东西；降低它们的幅度与降低芯片的内部增益具有相同的效果——最终，你会用完增益余量。
跨阻放大器则不同；反馈路径中没有基于电阻的分压器，因此在低频下，配置的增益理论上是自由的。如果输入支路连接到纯电流吸收器，那么一旦有足够的电流流过Rf，就没有什么可以进一步衰减反馈回路中的差分电压助推。Rf是10 kΩ还是1 MΩ并不重要。
在实践中，输入引脚上总会有一些分流电容。即使只是几个皮法拉，寄生电容也会在足够高的正弦波频率下成为通往地的低阻抗路径。此时，它会形成一个“意外”的分压器，并开始降低反馈回路中的电压。就像在电压-电压放大器中一样，这会导致放大器最终耗尽内部增益。
换句话说，TIA的带宽仍然会随着配置的放大比成比例地降低，但最大截止频率的公式不同。数学计算相当有利；在高增益下，跨阻电路通常比其电压-电压对等电路具有显著的速度优势。
关于增益带宽积的公式
在这个公式里，fGBP是从规格中提取的运算放大器的增益带宽积，Cin是输入端的并联（分流）电容，包括运算放大器的寄生效应。在驻极体麦克风电路中，输入电容通常很小，因此即使Rf值接近1 MΩ，增益带宽积为10 MHz的运算放大器也应能提供超过100 kHz的可用带宽。
设计改进
这个基础电路有效，但也有一些局限性。或许最重要的问题是它倾向于放大高阻抗Vin+支路上的电源功率纹波和射频干扰（RFI）伪影。当分压器使用更高的电阻值以在电池应用中节省功率时，干扰会变得更加明显；100 kΩ比10 kΩ差很多。无论哪种方式，这些问题都可以通过在同相支路上添加一个去耦电容器来缓解，以“缓冲”电压并减少抖动。
无线电干扰也可能被麦克风引线和PCB走线拾取，而且反馈电阻器（Rf）会发出一些宽带热噪声。这些信号的大部分能量在可听频率之外，但由于电路中的各种极端情况非线性，它可能表现为嘶嘶声或尖叫声。最简单的解决方案是添加一个与反馈电阻并联的低通电容器，选择性地降低高频增益。电容器提供的阻尼也降低了由于Cin而产生振铃的可能性——尽管在这个特定的电路中，输入电容将非常小。
允许给定fpass频率被放大而不会产生明显衰减的最大反馈电容值由以下公式给出：
在我们的电路中，大约2到20 pF通常是一个很好的起点，具体取决于Rf的值。接近100-300 pF的电容将具有相当明显的低通效果，使音频变得沉闷。它本质上类似于在音频设备上将“treble”设置为尽可能低的值，或者头顶着纸板箱听音乐。对于语音来说，这是一个明智的选择——它不会超过4 kHz——但可能不适合莫扎特或巴赫。
最后的调整是在output leg上包含一个相对较小的resistor；在大多数用途中，大约47到100 Ω应该没问题。该电阻器限制了峰值运算放大器电流，从而减少了电路连接到电容或电感负载时反馈信号的失真：
具有更高抗噪能力的麦克风放大器。
进一步的改进是可能的；例如，具有尖锐截止频率的多级低通滤波器，如MAX291，可以用来进一步降低麦克风的嘶嘶声，而不会像更强大的反馈电容那样影响低频。
一些麦克风电路还具有可选的高通滤波器，其截止频率约为100-150 Hz。这会损害声音保真度，但也减少了户外环境中隆隆作响的风噪。（尽管应该说，放置在麦克风上的“死猫”合成毛皮套比电子过滤性能更好。）
哎哟！我的耳朵！
R1约为470 kΩ，并带有高SNR麦克风，上图所示的电路为其使用者提供了超人的听觉：该设备可以接收其他房间的对话和脚步声，并会大大放大您自己的呼吸或身体运动的声音；使用抛物面反射器，结果可能更加令人印象深刻。另一方面，该设置太容易被正常声音所驱动；仅仅敲击您的工作台就会产生震耳欲聋的噼啪声。
这个问题最简单的解决方案是用电位计代替反馈电阻；大约10 kΩ到500 kΩ的调整范围应该足以满足大多数需求。这种手动增益控制方法效果很好，在专业音频中是首选，但如果声级随着时间的推移不断波动，可能会很麻烦。同样重要的是，如果您在耳机上监听实时音频，这种方法无法防止意外的巨响。我不建议这样做，但如果您想尝试一下耳机，请非常小心——或者准备好疼痛。
更复杂的解决方案是自动增益控制（AGC）：一种监控输出信号幅度，然后快速调整电阻以将音频保持在所需范围内的方法。监控部分相当简单；一种方法可能是：
一个基本的包络跟随器电路
在包络跟随器电路中，每当输入信号达到正峰值时，电容器会通过输入电阻器和肖特基二极管充电，从而使输出电压上升。如果没有更高的峰值电压来维持电容器的充电状态，电荷将通过右侧相对较大的电阻器缓慢耗散。通过选择合适的电阻和电容值，可以平衡电路的响应时间。
AGC电路的第二部分——电压控制电阻器
构建AGC电路的第二部分——电压控制电阻器——相对复杂。早期的一些解决方案依赖于将灯泡或LED放置在光敏电阻旁边。另一种较为简单的方法是使用场效应晶体管，但通常需要另一个运算放大器来实现反馈并保持一定的线性度。现代AGC解决方案
如今，模拟技术在许多应用中已逐渐被取代。更常见的做法是使用配备ADC的微控制器对输出信号进行连续采样，根据软件定义的标准检测过载情况，然后与MCP4131等设备通信。MCP4131是一款售价0.90美元的SPI控制数字电位计，提供128种电阻设置。这种设计不仅允许在自动和手动增益之间无缝切换，还可以根据不同类型的噪声定制响应。基于数字电位计的AGC架构可以简化如下：
带AGC的低BOM麦克风放大器示意图
在新设计中，运算放大器IC的前半部分为驻极体麦克风提供固定的（且相对适中）电流电压放大比，而后半部分则实现由MCU控制的可变增益电压放大器。由于每个阶段涉及的反馈电阻较低，低通电容器成比例地更大。
以下是该电路的组装版本，使用经济实惠的AVR64DD32微控制器，带AGC的“仿生耳”玩具如图示。
基于本文中概述的设计，带有AGC的“仿生耳”玩具如图所示。
此项目的源代码和用于制造的PCB文件可以在这里找到。
进一步简化设计
零件数量还可以进一步减少。例如，有可编程增益运算放大器（PGA），它们将数字电位器和放大器组合在一个封装中。最新款的AVR DB系列MCU甚至直接在芯片上封装了一对PGA，尽管它们的规格可能不适合高保真应用。哎，不是……你为什么改用OPA2322？
问得好！在本文的前几个原理图中，我使用的是OPA1656，这是一款专为高保真音频设计的出色且低成本的放大器。但在最终的AGC电路中，我将其替换为它的近亲（并且引脚兼容）OPA2322（现在已经由OPA2323取代）。这是为什么呢？
原因在于OPA1656的一个不太明显的设计特点。和其他一些低噪声运算放大器一样，该IC的输入引脚上有一对保护二极管，如德州仪器（TI）的这张图所示：
在本文前面介绍的单放大器设计中，这种瞬态、低电流短路应该不会引起任何麻烦。但在提议的两级AGC电路中，可能会出现更严重的问题。通过向上或向下拉动共享的、相对高阻抗的Vdd/2线，可以在第二级放大器的输入之间流动的短暂电流反馈到第一级。当这种情况发生时，第一级的输出会突然向同一方向移动，扩大了第二级输入上的电压差并产生一个正反馈回路。
有一些方法可以在不放弃OPA1656的情况下解决这个问题。最简单的路径是为每个放大器配备单独的Vdd/2分压器。然而，我是在设计了PCB之后才发现这个问题的——使用没有这个陷阱的现成IC同样是一个有效的选择。
本文译自：Building a decent microphone amplifier - lcamtuf’s thing
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