发射极驱动的FET免费对提供扩展的频率响应和受控的偏置电流
EDFET像FET一样驱动，但具有双极性的偏置稳定性。 输出电流的安培数可以通过输入电流的毫安来控制。 电流增益是由带宽决定的设计选择。
图1. EDFET缓冲器的示例应用，此处用于驱动动态扬声器。输出阶段如图1所示。
将功率输出级添加到运算放大器电路时，您需要考虑的两件事是该级的频率响应和交叉失真。对于宽带放大器而言尤其如此，在这种放大器中，单位增益交叉需要达到几百千赫兹。该级的驱动与互补对输出级几乎相同，但使用FET时会产生电流增益，并且输出级内的反馈会扩展缓冲器的带宽并调节静态电流。更可预测的操作使设计人员可以设计电路，以降低总体功耗，并提高闭环稳定性。
基本单位增益缓冲器
图2.在EDFET缓冲器的正驱动部分的反相阶段，Q1通过与Q2相连的二极管获得经偏移校正的反馈。
偏移量
EDFET互补缓冲器由一对单位增益缓冲器组成，一个单位向正方向驱动，另一个单位向负方向驱动。上图是输出级的正驱动一半。使输出信号跟踪输入信号的增益来自反相晶体管Q1。输入信号通过二极管连接的晶体管Q2施加到Q1的发射极，放大器的输出升高一个二极管压降，以匹配Q1的正向基极-发射极压降。缓冲器的失调由Q1和Q2中发射极电流失配幅度的对数决定，它与绝对温度成正比。从二极管压降的表达式可以看出这一点，即：
（二极管电压的表达式）其中
Vdiode =基极和发射极两端的电压，单位为伏特，
K =玻尔兹曼常数= 1.38062 E-12焦耳/度开尔文，
T =温度，单位为开尔文，ºK=ºC+ 273.5ºK。
q =电子电荷的单位= 1.602 E-19库仑，
I =发射极电流，并且
I0 =结饱和电流，通常在10-14 - 10-15 安培的范围内。
由于通常不会为晶体管发布饱和电流，因此该表达式仅对了解结电压对电流和温度的依赖性有用。如果您知道所有其他参数并为 I0 求解上述公式，则可以为给定的晶体管得出自己的I0值。顺便说一下，由于在大多数实际应用中，您将以饱和电流的一千倍运行，因此可以从实际计算中删除“ +1”项。
当结点偏置零伏偏移时，偏移的温度系数变为零（理想情况下）。对于低失真的B类级，这是要寻求的偏置点。起点是为R1和R2使用等值电阻。随着Q2的基极-发射极电压降低，通过输出级的静态电流（未驱动时的电流）将增加。
反相开环增益
反相级Q1的开环增益是确定整个缓冲器带宽的关键因素。
一个计算接地发射极放大器的直流开环增益的公式对我有用了很多年，该公式假定电路的集电极电阻远大于发射极电路的固有电阻，并且没有很大的负载集电极，这是适合Q1的缓冲器，因为它打算由运放形式的低阻抗源驱动，并且Q3的栅极没有很大的直流负载。
Vr =集电极电阻两端的电压，单位为伏特，
q =电子电荷的单位= 1.602 E-19库仑
K =玻尔兹曼常数= 1.38062 E-12焦耳/度开尔文，和
T =温度，单位为开尔文，ºK=ºC+ 273.5ºK。
如果假设是在室温下运行，则可以进一步简化。在室温下，q / KT = 38.5，使直流下的开环增益约等于38 X VR。我使用这种近似方法已经很多年了，它对我很有用。
频率响应
反相级的开环增益转折频率Fc是该频率，超过该频率时，每当频率加倍（-6 db / octive）时，开环增益就会减小一半。缓冲器将保持单位增益，直到开环增益达到单位频率为止（fi，0 dbintercept频率）。在高于此频率时，缓冲器的增益将以66 db / octive衰减。如下图所示，只要在集电极电阻两端有足够的电压以获得足够的增益，缓冲器的单位增益交叉频率可以扩展两个或更多个八度。 。因此，在某些电路中，需要将R1和R2连接到比FET的漏极高得多的电源电压，以实现具有合理功耗的高带宽（请参阅本页尾的原理图）。
图3.该级晶体管（反相器）部分的频率响应和缓冲器的整体响应。
由于FET的高输入电容很大并且在栅极节点上占主导地位，因此Q1的电容得到了认可，但很容易被忽略。 FET的输入电容和Q1的集电极电阻用于计算开环增益函数的转折频率。
Fc = 1/( 2 Pi R1 Ciss).
该公式可以与上述增益公式结合使用，以提供R1所需的值，该值是FET特性，输出条件和室温下所需的单位增益带宽的函数。
R1 = R1的值，以欧姆为单位，
VA =施加到R的电源电压，以地为参考，
VGmax =驱动相对于地的最大输出电压所需的最大栅极电压，请使用FET数据手册查找。
Ciss =最大输出电压下的FET输入电容，以及
Fi =所需的0 db拦截频率（缓冲器的统一增益带宽）。
例如，对于使用图1所示的EDFET缓冲器的音频放大器，应用以下假设：相对于地面的最大输出电压为5 VDC，电源（VA）为12 VDC，最大栅极电压为8 VDC，BUZ73的输入电容Ciss为500 pf，并且需要2 MHz的截距，以便具有足够的相位裕度（对于放大器的闭环响应达到00 dband的点之间的最大频率差） FET缓冲器开始滚落的点）。该公式建议R1应小于24K。我使用了手边的20k电阻器，应该提供更多的mmargin电阻，电路似乎可以正常工作（实际上，我在写这篇文章的同时，正在用这个放大器在iPod上播放iPod播放的MP3）。
图4.这是页面顶部音频放大器的增益图。
有必要降低电路的闭环增益，因为如果没有的话，缓冲器的滚降频率与LM324的闭环增益之间的相位裕度将不足（截距约为2 MHz） ）。
请注意，用于音频放大器的缓冲区可能已经以200 kHz而不是20 kHz的频率滚降，并保持了足够的相位裕量。选择R1时，请记住，当输出信号接近电源电压时，会出现最差情况的频率响应，因此出现相位裕量，因为缓冲器的开环响应最低，而FET的输入电容最高。
实际上，开环转折频率会降低一些，因此缓冲器单位增益的交叉也会降低，因此虽然公式为原型提供了一个很好的起点，但是如果交叉频率为关键（例如用于防止运算放大器振荡）。
达到B级
图5.经典双极互补对。
首先看一下经典的双极互补发射极跟随器。它只是两个缓冲器，一个正驱动，一个负驱动，连接在一起，电阻与输出串联，以限制静态发射极电流。在该电路中，通过偏置二极管的电流增加，从而增加了发射极，电阻两端的压降，从而建立了偏置电流。通过二极管的电流越大，静态电流越高，并且交叉失真越小。对于EDEFT缓冲器，输出晶体管是FET，它会增加电流，而二极管是输入晶体管。
设置静态源电流
图6.该特定的EDFET缓冲器来自CRT偏转放大器。
FET漏极连接至低压电源，以最大程度地降低功耗。 负载电流峰峰值超过6安培。 该应用对噪声和交叉失真特别敏感，并且EDFET表现出色。
偏置电流的设置方式类似于经典互补对。我仅使用一个源电阻来设置偏置电流。在一些驱动电容性负载的高频应用中（例如，一个50视频放大器），可以通过拆分电阻并在抽头处获取输出信号来保持波形对称性，如经典互补对所示，但对于对于一个可能使用功率MOSFET的应用，第二个电阻的作用不大可能超出满足使电路看起来对称的情感需求。
静态点源电流等于该级的正驱动和负驱动部分中的偏移之和，除以源电阻。我设置静态偏置的方法是首先选择集电极电阻（单端缓冲器示意图中的R1），然后选择偏置电阻。在上面的电路中，使用1 k电阻偏置二极管连接的晶体管，并使用2 k电阻为反相级上的集电极负载（如图所示），输出级几乎不导通，消耗了数百微安。这接近零偏置点，此时偏置电流应随温度变化很小。增加1k电阻器（R2）将增加静态电流。
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