IGBT模块采用不同的封装方式会导致不同的寄生电感（又称杂散电感）。在IGBT的开关过程中，寄生电感的大小不仅会影响芯片的瞬态电压和电流，同时也会影响芯片的损耗和热。今天就此话题，与大家一起交流探讨。
1. 寄生电感的含义与分类
就寄生电感而言，在IGBT相关的功率主回路和驱动回路都有分布。图1是主回路典型的寄生电感示意图，除了IGBT模块内部LModule (即LCE)，还有连接模块与DC-link电容的母排电感LDC，以及DC-link电容本身的寄生电感LCAP。为了减小IGBT开关回路的寄生电感，除了使用叠层母排以降低LDC，也有在IGBT模块的正负接线端子处，并联寄生电感低的Snubber吸收电容，如图1(b)所示。
(a) 不含吸收电容的主回路寄生电感
(b) 包含吸收电容的主回路寄生电感
图1 典型的IGBT主回路寄生电感示意图
模块本身的寄生电感LModule (即LCE)主要取决于内部的IGBT和续流二极管（Free Wheeling Diode, FWD）在换流时所包含的回路面积大小。以赛米控 SEMiX3p封装的半桥模块为例，当主电流从AC端子流出时，如图2(a)所示，即IGBT电流从模块的功率端子正极，经过上管IGBT流到模块AC端子，在FWD续流时，电流从模块的功率端子负极，经过下管FWD流到模块AC端子。同理，当主电流从AC端子流进时，如图2(b)所示。从严格意义上来说，图2(a)和图2(b)的寄生电感在DBC区域是不一样的，考虑到该寄生电感占比不大，同时模块在设计时也会尽量让两者趋于一致。所以，这里就简化为相同的寄生电感进行分析。
(a) 电流从AC端子流出
(b) 电流从AC端子流入
图2 SEMiX3p换流路径与寄生电感
在IGBT模块内部除了功率回路的寄生电感LCE(LCE=LC1+LeE1+LE1C2+LeE2+LE2)，还有驱动回路相关的寄生电感，如内部的门极电感Lgi1和Lgi2，以及公共发射极电感LeE1和LeE2，如下图3所示。
图3 SEMiX3p模块的寄生电感及其简化等效电路
2. 模块主回路寄生电感LCE对IGBT特性的影响
通常而言，模块的LCE越小，IGBT门级电阻Rgon/Rgoff可选取的空间越大，最终得到的IGBT特性越优。下面以上管T1开关和下管D2续流的双脉冲测试为例，简要分析LCE对IGBT特性的影响。
2.1 对IGBT开通（FWD反向恢复）的影响
上管T1开通，下管D2从续流进入反向恢复过程，如图4所示。在D2反向恢复的前半程，即电流从零到负的电流峰值，其电流变化率di/dt主要由T1的开通速度控制。而D2反向恢复的后半程，主要由二极管本身特性决定，其电流变化率dir/dt，将模块LCE上产生的电压尖峰∆VF，增加D2的过压风险，同时还可能带来D2电流的振荡。
图4 二极管反向恢复过程示意图
需要注意的是，二极管的反向恢复特性（dir/dt）也会随电路其他参数的变化而变化：
- 电流IF：电流的测量须涵盖10%~200%的电流，有时小电流的反向恢复特性会更差；
- 电压Vcc：电压越高，反向恢复特性也越差；
- 结温Tj：大多数情况下，温度越高，反向恢复特性越差，而某些快速二极管则是室温下较差；
- 前半程换流速度di/dt:不同厂家的二极管特性不同，大多数都是的前半程di/dt越大，后半程恢复特性也越广，即dir/dt越大。
考虑到二极管的过压与电流振荡的制约，常常需要以牺牲损耗Eon为代价，来降低IGBT的开通速度，以间接减轻二极管的风险；然而，在减小模块寄生电感LCE后，则可以继续选取小的门极电阻Rgon，在保持IGBT高速开通和低损耗的同时，兼顾二极管过压与电流震荡问题。
如表1和图5、6所示，其中VDC=400V，IC/IF=300A， LDCLink=20nH。仿真结果说明，当模块LCE从20nH降到10nH时，在FWD电压尖峰一定时，结合更小的Rgon，可使IGBT的开通 损耗Eon从9.8mJ降至6.8mJ（30%），同时保持FWD反向恢复损耗Erec基本不变。
表1 LCE对IGBT开通/FWD反向恢复损耗的影响
图5 LCE对FWD的反向恢复过程的影响
图6 LCE对IGBT的开通过程的影响
2.2 对IGBT关断的影响
在上管T1关断时，同样会在模块LCE和直流母线LDCLink上产生的额外电压尖峰∆VCE，叠加到IGBT的CE两端。
其中，di/dt_off主要取决于IGBT芯片本身开关特性和芯片的门级关断电阻Rgoff。
同理，在一定的关断门极电阻Rgoff区间内，IGBT关断损耗Eoff与关断时电压尖峰∆VCE也存在折衷。即关断损耗Eoff越小，则关断速度越快，电流di/dt_off和电压尖峰∆VCE也越大 。因此，当模块LCE不变时，须增加门级关断电阻Rgoff，以牺牲关断损耗Eoff来抑制∆VCE尖峰电压。
如表2和图7所示，其中VDC=400V，IC/IF=300A， LDCLink=20nH。仿真结果显示，当模块LCE从20nH降到10nH后，可选用小的Rgoff，保持IGBT电压尖峰不增的同时，使IGBT的关断损耗Eoff从18.1mJ降至13.9mJ（23%）。
表2 LCE对IGBT关断损耗的影响
图7 模块LCE对IGBT的关断过程的影响
3. 模块驱动回路寄生电感对IGBT特性的影响
3.1 内部门极电感Lgi对IGBT的影响
由于模块封装的限制，通常我们测试用的Vge引脚，距离内部IGBT芯片还有一段门极电感Lgi。如图8中所示，当大家测试时，看到Vge_out驱动波形（红色）前段的电压尖峰会比较紧张，其实不必惊慌，IGBT芯片的Vge_int波形（蓝色）远比外面引脚测的Vge_out波形（红色）干净漂亮。两者波形的差异，主要是由图8中的内部门极电感Lgi1所致。
图8 IGBT模块引脚与内部芯片的Vge驱动波形差异示意图
另外，关于模块内部门极电感Lgi1的大小，对IGBT开关损耗的影响，也不必过于担忧。Lgi只会对开关速度极快的SiC/GaN等器件的开关过程有显著的影响，而对于相对慢速的Si基IGBT器件影响甚微。如图9所示，电感Lgi1分别为40nH，80nH和120nH，仅对占比不大的开通损耗Eon有10%左右的影响（Eoff几乎保持不变），对于IGBT损耗Eon＋Esw，则分别为103%, 100%, 97%，几乎可以忽略不计。虽然，从仿真结果可知，电感Lgi对损耗影响不大。但是，门极的内外部电感过大，会造成门极的震荡，需要综合考虑。
图9 IGBT模块内部门极电感Lgi1对IGBT开关损耗的影响
3.2 公共发射极电感LeE对IGBT的影响
公共发射极电感LeE，与米勒电容效应一起，作为IGBT寄生导通的两大主要原因。
所谓寄生导通，就是上管或下管IGBT主动开通瞬间，在与之相对的下管或上管IGBT的门极，会产生一个电压尖峰，超过该IGBT的开通阈值电压，使其从原本的关断状态进入短时的导通状态，进而形成短时间的上下管直通，轻则增加管子损耗，降低模块可靠性，重则直接导致IGBT过热失效。因此，应该尽量避免。
以下图10为双脉冲测试时，上管开通瞬间，下管驱动部分的仿真波形：
图10 IGBT模块无内阻和无LeE电感时的下管驱动波形
如图10所示，在零电压关断的下管驱动回路，外部门极驱动波形Vge_out与内部芯片门极驱动波形Vge_int几乎一致，其细微的差异主要来自门极内部电感Lgi2。此时主要受米勒电容效应的影响，即米勒电容Cgc两端电压Vcg_Q2波形的快速变化，米勒电流倒灌进驱动回路，在内部芯片的门极Vge_int产生了尖峰电压，当该电压超出阈值电压，就会引起下管Q2的导通。
在实际IGBT模块内部，或多或少，都会有电感LeE的存在，如下图11所示：
图11 IGBT模块无内阻和有LeE电感时的下管驱动波形
如图11所示，由于电感LeE2的存在，外部门极驱动波形Vge_out与内部芯片门极驱动波形Vge_int的前半部分会有所不同，特别需要注意的是，由于二极管电流I_D2在反向恢复电流峰值处的转折，导致电压的反转，会在内部门极电压Vge_int上叠加一段尖峰电压，如图中所圈，一旦超出阈值电压便会导通Q2。
值得一提的是，当IGBT模块有配置内部的门极电阻Rint时，此时内外门极的驱动波形又会有所不同，如下图12所示：
图12 IGBT模块有内阻和LeE电感时的下管驱动波形
如图12所示，由于内部门极电阻Rgi2的存在，其两端压降Vgi2，会叠加在内部门极电压Vge_int的后半段里，如图中所圈。此时，从外部测量到的门极电压Vge_out会比内部的门极电压Vge_int低。
因此，仅仅依靠外部门极Vge_out去判断是否发生寄生导通是不全面的，建议增加下管强电的电流电压及损耗的监控，以辅助判断。
此外，驱动回路的Lgi和LeE，对IGBT内部多芯片的并联也会有影响，这里就不展开论述了。
4. 寄生电感对IGBT特性的影响小结
综上所示，模块寄生电感对IGBT特性的影响总结如下：
- 模块的主回路寄生电感LCE，对IGBT开关电压电流应力和损耗都有显著影响。模块的主回路电感越小，门极电阻可调节的空间越大，最终模块的开关损耗越优。
- 模块的驱动回路的内部门极寄生电感Lgi，对IGBT开关特性影响微弱。
- 模块的驱动回路和主回路的公共发射极电感LeE，在二极管电流反向恢复的转折点附近，会产生尖峰电压，增加寄生导通发生的风险。
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