MOSFET是开关电源中的重要元器件，也是比较难掌握的元器件之一，尤其在LLC，LCC软开关的设计中，对于MOSFET元器件本身的理解尤其重要，理解透彻了，也就应用自如了。 本文会进一步从理论上对MOSFET的重要设计参数进行介绍。

MOSFET的功率损耗主要受限于MOSFET的结温，基本原则就是任何情况下，结温不能超过规格书里定义的最高温度。而结温是由环境温度和MOSFET自身的功耗决定的。下图是典型的功率损耗与MOSFET表面结温（Case temp.）的曲线图。

一般MOSFET的规格书里面会定义两个功率损耗参数，一个是归算到芯片表面的功率损耗，另一个是归算到环境温度的功率损耗。这两个参数可以通过如下两个公式获得，重点强调一点，与功耗温度曲线密切相关的重要参数热阻，是材料和尺寸或者表面积的函数。随着结温的升高，允许的功耗会随之降低。

根据最大结温和热阻，可以推算出MOSFET可以允许的最大功耗。

归算到环境温度的热阻是布板，散热片和散热面积的函数，如果散热条件良好，可以极大提升MOSFET的功耗水平。

规格书中会定义最大持续漏极电流和最大脉冲电流，如下图。一般规格书中最大脉冲电流会定义在最大持续电流的4倍，并且随着脉冲宽度的增加，最大脉冲电流会随之减少，主要原因就是MOSFET的温度特性，这一点可以从之后讲到的安全工作区图形中清楚看到。

理想情况下，理论上最大持续电流只依赖于最大功耗，此时最大持续电流可以通过功率公式（P=I^2 R）推算出。如下式：

然而实际中，其他条件会限制理论上计算出来的最大持续电流，比如铜线直径，芯片工艺与组装水平等。比如上式中计算的最大持续电流为169A，但是考虑到其他约束条件，实际只能达到100A。所以制造商的工艺水平某种程度上决定了设计余量，知名厂商往往强项就在于此。下图就是实际的持续电流与结温的关系曲线图，脉冲电流是由安全工作区决定的。

安全工作区可以说是MOSFET最重要的数据，也是设计者最重要的设计参考。下图是典型的安全工作区图形。

由上图可知，MOSFET的SOA实际上有5条限制线，这5条限制线决定了SOA的区域。细节如下图：

1）Rdson限制线

Rdson限制线是Vds和Ids的函数，这条直线的斜率就是MOSFET的最大Rdson（Vgs=10V, Tj=150℃），因此Rdson限制线可以由下式给出：

由上式可知：

• 因为随着 Vgs降低Rdson会增加，因此对于较低的Vgs,Rdson限制线会向下移动。
  
• 因为Rdson会随着Tj的降低而增大，因此对于Tj小于150C的情况，Rdson会向上移动。
  

2）封装限制线

当顺着Rdson向着更大电压和电流的方向移动就会到达封装限制线。不同封装的MOSFET和工艺水平决定了这条线的水平。封装限制线并不随着温度变化而变化。

3）最大功率限制线

封装限制线之后就是最大功率限制线，这条线的规则就是MOSFET功耗产生的温升加上25C不能超过MOSFET的最大结温，比如150C。MOSFET的散热条件对这条限制线影响很大，因此与温度相关的变量，比如热阻，Tc和功耗也就限制了应用。

可以得出：

• Ids受限于最大结温Tj，最大允许温升是由Tj和Tc之差决定的。
  
• Ids受限于热阻ZthJC的影响，脉冲情况下的ZthJC是由脉冲长度与占空比决定的。
  

4）温度稳定（不稳定）限制线

跟随者最大功率限制线就是温度不稳定限制线，这条限制线是设计者比较容易忽视的限制线。要深入理解此条限制线，需要理解MOSFET温度不稳定的条件是什么。MOSFET温度达不到稳定状态，意味着随着温度的变化，MOSFET产生的功耗快于MOSFET耗散的功耗。也就是如下公式：

通常情况下，Vds可以认为随着温度变化基本不变，∂Ids/∂T称为温度系数。由于Vds>0, 1/ZthJC(tpulse)>0, 因此如果发生不稳定，也就是上式要成立，有且只有温度系数∂Ids/∂T>0才有可能发生。但是怎么从MOSFET的规格书中得到这一信息呢？大多数规格书中并不会直接给出这个温度系数的。但是可以从其他曲线中推导出来。比如规格书中Ids over Vgs的曲线（不同温度下）。举例说明，如下图所示，分别画出了在25C Tj和150C Tj情况下的曲线。由图中可以看出，Vgs=2.5V下，Ids随着温度的增加而增加，也就意味着Vgs=2.5V下，温度系数为正。在Vgs=3.5V下，Ids随着温度的增加而减小，也就意味着Vgs=3.5V下，温度系数为负。25C曲线和150C曲线的交叉点被称为零温度系数点（ZTC），很显然，只要Vgs小于ZTC交叉点，就会发生温度的不稳定。

温度系数由正温度系数变为负温度系数理论上是两个参数互相竞争的结果。一方面Rdson随着温度的升高而变大，另一方面Vth随着温度的升高而减小，在温度较高的时候，Rdson起主导，因此温度升高，电流减小。温度较低的时候，Vth起主导。温度升高，电流升高。

温度的不稳定区域发生在Vgs小于ZTC对应的临界点，ZTC是MOSFET跨导的函数，MOSFET的跨导越大，ZTC对应的Vgs也越高。而现在的MOSFET的工艺，尤其是CoolMos或者DTMOS，跨导会越来越大，因此对于Vgs的设计也至关重要。

5）击穿电压限制线

SOA的右半面就是击穿电压限制线，也就是BVDSS。BVDSS是Tj的函数，这一点要格外注意，尤其在低温应用的时候，BVDSS会衰减，确保低温下，电压应力满足要求。

热阻抗由两部分构成，一部分是热态电阻Rth，另一部分是热态电容Cth。

RthJC是从芯片的结到达表面的热阻，这个路径决定了芯片本身的温度（功耗、热阻、Tc）。

ZthJC同时也考虑了Cth无功功率带来的温度影响。这个参数通常用来计算由瞬态功耗带来的温度累加。

MOSFET的典型输出特性描绘了漏极电流Id在常温下与Vds和Vgs的关系。

对于MOSFET工作于开关的应用，应该使得MOSFET工作在“ohmic”区域，划分ohmic区域与饱和区域的临界线是由Vds=Vgs-Vgs(th)决定的。

从曲线可以看出，Vgs对于Rds(on)起着至关重要的作用，对于MOSFET，一定要使得MOSFET彻底开通，不能设计在欠驱动状态。一般而言，对于功率型MOSFET，10V的驱动电压是比较推荐的。

另外Rds(on)也是Tj的函数，一般可用如下公式进行计算：

a是依赖于沟道技术参数，工艺和使用技术定下来，a是常量。比如英飞凌的OptiMOS功率MOSFET, a可以取值0.4。

跨导反映了漏极电流Id对于Vgs变异的敏感程度。

对于应用MOSFET做自激谐振的线路里面，跨导参数的大小起着重要的作用。

门槛电压Vth定义在出现指定的漏极电流下的驱动电压。MOSFET的量产线上，Vth是在25C温度下，Vds=Vgs，漏极电流是uA级别下测量的。

门槛电压会随着温度的升高而减小，如下图所示：

MOSFET的寄生电容有三类，它们分别是门极源极电容，门极漏极电容以及漏极源极电容。这些电容不能直接测量到，它们是通过测量输入、输出和反向传输电容等参数然后计算得到。这三类寄生电容之间的关系如下：

这三类电容是漏源电压（Vds）的函数，它们会随着Vds的变化而变化，主要原因在于当Vds变化时，沟道的空间大小会随着改变，因此寄生电容也就随之改变。

MOSFET都有一个寄生的反向二极管，这个二极管的相关参数会有MOSFET的规格书给出，如下：

• 二极管正向持续电流：最大允许的正向持续电流，定义在25C，通常这个电流等于MOSFET的最大持续电流。
  
• 二极管脉冲电流：最大允许的最大脉冲电流，通常这个电流等于MOSFET的最大脉冲电流。
  
• 二极管正向压降：二极管导通时，在规定的IF下测到的MOSFET源漏极间压降。
  
• 反向恢复时间：反向恢复电荷完全移除所需要的时间。
  
• 反向恢复电荷：二极管导通期间存储在二极管中的电荷。二极管完全恢复到阻断状态之前需要移除这些存储的电荷。开关是电流变化的速率越大（di/dt），存储的反向恢复电荷就越多。
  其中反向恢复时间trr是设计LCC，LLC谐振线路拓扑中需要重点看的参数之一，原因在于基本所有的LCC和LLC谐振线路，在启动过程中，前几个周期都会存在二极管反向恢复过程中另一个MOSFET已经开通，这个时候就会通过很大的di/dt，如果寄生的反向二极管能力不够，MOSFET就会击穿而失效。另外寄生二极管的正向电流If是源漏电压Vsd的函数，如下：11. Avalanche特性脉冲avalanche电流大小Iav与脉冲avalanche时间tav的关系如下图：
  

Avalanche 电流于avalache 时间是由MOSFET的最大结温以及avalanche能量限定的。Avalanche 的脉冲宽度长，允许的avalanche 的电流就越小。

源漏击穿电压是Tj的函数，这个特性往往被设计者忽略，尤其产品设计是宽温的应用情况，需要考虑MOSFET低温下击穿电压的derating。

以下是典型的门极驱动波形：

下表列示了典型的MOSFET规格书中定义的开关时间：

具体开关时间的定义如下图：