MOSFET管驱动包括:DSP 发波，与门SN74HC08DR组成的硬件复位电路，驱动芯片IR21814驱动电路几个部分，对于DSP发出的PWM波其死区是靠程序决定，并且死区误差可以不计。与门SN74HC08DR的转换延时如下表。

表1 SN74HC08DR的传输延时

所以经过SN74HC08DR后，死区时间为：

其中： 为DSP设定死区， 为上升沿传输延时， 为下降沿传输延时。

VCC = 3.3V，工作温度-40℃～75℃，所以经过SN74HC08DR后，死区会减少约10～20nS。

所用的IR21814驱动电路如下图所示：

图1 IR21814驱动电路

我们不考虑电阻，电容偏差带来的延时误差，所以驱动电路对死区时间的影响主要是IR21814的驱动上升延时和下降延时的偏差，如下图1所示。

图1 IR21814驱动延时

图2 IR21814驱动延时

如下图所示，考虑功率管的安全关断电压为0～2V，从IR21814一个功率管关断到另一个开通的标准时间差：

最大时间差为：

而其次，功率管还存在开通和关断延时，如下图所示。

图3 SPP20N60C3 驱动延时

所以，功率管驱动开通和关断延时标准偏差为：

开通和关断延时最大偏差：

所以如果仅从设计上考虑，功率管的驱动安全死区：

10nS + 95nS + 98nS = 203nS

必须保证大于：60nS + 56.5nS = 115.6nS

以往项目的死区多设置在150～190nS，都比计算的安全死区时间小，根据器件专家反馈，象IR21814和SPP20N60C3这类器件，实际上取到厂家给定最大参数的概率是非常低的。

模块原来死区时间设置为190nS时，测量到功率管驱动死区时间如下图所示，以3V为功率管安全关断电压时，死区时间大于166nS，如果以0V电压为绝对安全关断电压时，死区时间如图8所示，有116nS，

图4 上管导通和下管关断时死区

图5 上管关断和下管导通时死区

图6 上管关断和下管导通时死区

以上是（Vg1为Q120的驱动电压，Vg2为Q121的驱动电压）

半桥电路上下桥臂的死区时间定为190nS，这个时间和LLC电路功率管的ZVS工作状态，功率管驱动的可靠性密切相关，同时也影响谐振电流大小和模块整机效率 。对于LLC电路，我们将额定工作点设置在谐振点附近，通过实现功率管的ZVS开通和输出二极管的零反向恢复来实现模块的高效率。为了满足ZVS条件，死区时间必须满足：

其中： 输入母线电压， ：功率管漏源极间电容， 为励磁电流。

而输出电压和变压器匝比确定时，励磁电流的大小由谐振频率和励磁电感决定：

Tr为谐振周期，因此我们可以得出LLC对称半桥上下管死区时间和励磁电感，谐振频率的关系：

LLC的参数设计过程中，如果增大励磁电感Lm，可以减少功率管的关断电流，从而减少其关断损耗，如果不考虑桥臂的死区时间，我们认为模块流过谐振电感和变压器原边的谐振都是减少的。但是如果考虑死区时间对功率管和输出二极管有效导通时间的影响，当死区时间td增大时，有效的占空比会减少，在输出负载相同的情况下，流过输出二极管的电流和谐振电感和变压器传能部分的电流 将增大，所以励磁电流和传能电流 是矛盾的，其有效值近似为：

图9 死区影响和励磁电流，谐振电流示意图

当LLC电路的谐振参数确定时，励磁电流就确定了，在满足公式1的情况下，考虑上下管的驱动特性偏差和驱动电路的延时偏差，保证功率管可靠性的前提下，我们应该尽可能减少死区时间。对于具体参数的模块：

其中 取20N60C3漏源电压VDS为50～200VDC时的近似值（150nF）和旁边并联电容220nF的和。从计算的结果看现在的死区时间190nS裕量很大，可以适当的减少，当190nS的死区时间时，54V/1000W，通过计算可得到谐振电流为：

而当死区时间改为120nS时， 谐振电流为6.528A

以80℃结温计算，两个功率管的损耗相差：

变压器的原副边电流，以及流过输出二极管的电流没找到合适的公式计算，但是通过仿真可以得到两个死区时间190nS和120nS时，变压器原边电流分别为5.6728A和5.6486A，变压器副边电流分别为：20.8A和20.7A，损耗相差很少，另外死区时间减少对功率管反向恢复电流也会有改善。

所以从计算结果看，死区时间由190nS减少到120nS对效率的改善比较小，约减少1W损耗，实际效果由测试结果进行验证。

当死区时间为190nS，测试模块的输出电压48～58V，负载在大于150W时，模块都工作ZVS状态，42V时要大于200W以上才可能实现ZVS如下图所示（在调频状态，上下管的ZVS状态近似）

图10 54V/100W上管导通

图11 54V/150W上管导通

如果死区改成120nS，测试到的上管开通波形如下图所示，功率要大于200W才能完全实现ZVS开通

图12 54V/100W上管导通

图13 54V/200W上管导通

从测试的结果看，死区时间从190nS减少到120nS，模块实现ZVS会有影响，轻载200W以下功率管的关断电压会高，功率管漏源极的电压拖尾，无法完全关断，在驱动上可以测试到一个电压平台。

我们对死区改动前后模块效率进行对比，测试到的结果如下表。

表2 死区190nS效率测试结果

表3 死区120nS效率测试结果

图14 死区优化效率对比

从测试的结果看，死区减少到120nS，模块的效率约提高了0.1％～0.15％，这和计算的结果是吻合的。

半桥电路在空载和轻载下采用不对称发波方式，空载时，上管的占空比很小，甚至为0（下管和其互补），这样LLC电路的下面的谐振电容电压很低，导致下面的功率管导通时，流过谐振电感的电流不能反向，如图15所示，在下管关断后下管体二极管续流时，开通了上管，导致“瞬时直通”，直通电流被二极管强迫恢复关断，在线路寄生电感上造成压降，叠加在处于关断态的下管。图中的圆圈2，表明反向恢复态也存在直通可能，但电压尖峰主要是圆圈1产生的。

“瞬时直通”主要的原因是功率管漏源电容瞬时充放电，反向二极管的反向恢复，减少功率管电压尖峰可以采用漏源电容更小和恢复特性更好的功率管，可以在体二极管硬关断时，更快消除直通电流，减少电压尖峰。另一方面，如果减少上下管的导通死区时间，让下管关断后，二极管没有完全导通时就开通上管，减少反向恢复电流（电流通过功率管本体然后功率管关断比电流流过反向二极管后关断的反向恢复电流要小），也可以到达降低电压尖峰的目的。

图15 空载上下管Vds和下管电流(1A/Div.)

（图15中，电流正方向从下管D极流进，“瞬时直通”前，电流为负(SgD)，表明上管开通时，下管确实处于续流。）

如下图所示，死区时间190nS和120nS时，用带统计功能的示波器TEKTRONIX754测试大约15分钟，空载时下管的电压尖峰如下图。

图16 死区190nS时的下管电压尖峰

图17 死区120nS时的下管电压尖峰

图18 死区120nS时的上管电压尖峰

从测试结果看，死区时间减少到120nS，下管的电压尖峰会从620V下降到496V，满足540V的降额。

模块如果工作在的在ZVS状态，死区时间对模块的功率管电压应力不会有影响，而如果模块工作在非ZVS状态，功率管和输出二极管的电压应力以空载时最大，所以如果由于死区的改变导致功率管的ZVS状态发现变化，同时也需要主要DC/DC输出二极管的电压应力。

如图15所示，当死区时间为190nS时，由于“直通电流”比较大，其对模块空载时的辐射影响很大，将死区时间减少后，有利于改善这种“直通电流”，所以可以改善模块的空载辐射。如下表为DC/DC使用SPP20N60C3的管子时调整死区对空载辐射的影响

表3 死区时间优化对空载辐射的影响

（在电子所5m法测试数据如下，限值为36dBμV/m，初次扫描裕量较大的点，没有读点测试）根据测试结果，死区越小，空载辐射裕量越大，利用死区解决辐射问题，需要将死区调到120nS。

如图19所示，当上管关断后，在上管的驱动Vg1上出现一个电压尖峰，当死区时间减少，下管ZVS开通不完全时，这个电压尖峰会更大，从图20可以看出这个尖峰出现的时刻和 下降的时间是吻合的。

图19 上管关断时Vg1的电压尖峰

图20 上管关断时Vg1和Vds1波形

我们将模块上下管用其结构示意图来表示，功率管的D，S极都存在引线电感，而且还有PCB板引入的到S脚的引线电感，我们测试时，测试到的是G1和S1间的电压差 。

当上管关断时，HO为低电平（驱动电路见图1）， 通过Q305组成的电路放电（等效电阻 ），放到门限电压时，MOSFET关断，此时上下管开始换流，电流 i1减少，i2增加，电感的电流方向如图所示，电容 开始充电， 上升； ， ，以及G1到S的驱动阻抗 ，L2，L3组成的电路也开始对 ， 充电，所以 电压开始上升， 测试到的电压 （引线电感的电压上正下负为正方向），

如果由于死区时间的减少，造成下管不能完全的ZVS开通，在下管开通的瞬间，就会有一个较大的冲击电流流过Q1和Q2的极间电容和引线电感，在 行成一个更高的密勒平台，同时在引线电感L2，L3上造成一个上正下负的电压降，这个电压降叠加在密勒平台上，使驱动 的电压尖峰更高。

同时：也可以看到， ，如果驱动阻抗越大， 就越大，测试到的电压尖峰也就越大，引线电感L3越大，测试到的电压尖峰也会越大。而功率管是否会导通取决于 的电压和持续的时间：

从上面的公式可以看出，如果能让上管关断时 尽可能的减少，就可以降低功率管导通的风险，同时尽量减少功率管G，D之间的耦合电容也可以减少 上的电压。

图21 半桥电路上下管结构示意图

我们发现，在模块从空载到短路跳变，短路关机后到短路态的过程中，短路态到空载的过程中上管还是存在电压尖峰，如图32所示，而且这个尖峰无论是120nS还是190nS都存在，尖峰产生的具体原因不明，只能推测和功率管的反向恢复有关！

图22 120nS死区短路关机到稳态短路时波形1

(其中Ids1的方向为S到D为正，10A/V，上管出现电压尖峰时，在上管DS确实存在一个从D到S的电流，峰值为22.4A，Vgs2：20V/格（有10倍衰减）)

通过观测发现，在短路跳变的过程中，上管出现电压尖峰的点总时发生在谐振电感电流过零附近上管关断时， 如图1所示（谐振电流的正方向：从上管—谐振电感，上管电流的正方向：从S—D）。t1时刻下管开始关断，到t2时刻上管导通，此时谐振电流完全换流到上管，如图2中Ids1所示，电流方向为S到D，上管处在二极管续流阶段，t3时刻上管开始关断，而此时上管的电流刚过零，上管VDS电压上升，而就在这个过程中，我们看到上管D—S出现一个大电流，这个电流在功率管的引线电感产生的电压尖峰叠加在母线电压上，就形成我们所看到的上管电压尖峰。与正常的上管关断波形比较，差别就是上管关断时，上管刚刚从二极管续流阶段结束，上管的电流接近零.

根据测试的经验，20N60C3的反向二极管的反向恢复时间在200～300nS，这样看当上管t3开始关断时，二极管的反向恢复可能还没有完成，这样反向恢复电流和关断时DS的充电电流就会叠加，从而导致DS有大的电流尖峰和电压尖峰。

其次，采用反向恢复特性更好的20N60CFD也能起到降低电流尖峰的作用，这也引证了上面的分析，为何改善反向二极管的恢复特性对关断电压尖峰有改善。

由于功率管引线电感的存在，功率管本体漏源电压的实际尖峰是小于测试值的，但又无法测到，而且有源探头的加入对功率的测量带来误差，尖峰叠加了部分干扰。所以只有通过计算雪崩能量和反复实验来验证。

图22 上管在短路瞬间的电压和电流波形1 （CH3：10A/1V）

图23 上管在短路瞬间的电压和电流波形2 （CH3：10DB衰减，CH4：10A/V）

总结：

1） 在LLC电路中，死区时间的选择除了要考虑可靠性和满足功率管ZVS导通条件之外，还需要考虑其对效率的影响，特别是在工作频率很高时，此时死区时间的增加对功率管有效导通占空比影响比较明显，要尽量减少死区时间。

2） 减少死区时间可以抑制功率管反向恢复带来的电压尖峰，同时也会对EMC有所改善。

3） 死区时间的减少会使功率在模块轻载时进入非ZVS状态，从而导致在功率驱动上产生一定的干扰信号，需要特别关注。