电容测量是参数测试的一个领域，许多常见的测量错误是很容易预防的。其原因不在于用户知识的不足，而是缺乏对电容测量原理和如何实现好的电容测量的基本训练。可惜的是大学中通常并不传授这些知识，无论是在实验中，还是在阅读中。
工程师们在测量 (特别是在晶圆片上测量) 电容时为什么会犯那么多错误? 最常见的原因是:
- 电容测量需要通过补偿消除测量电缆和夹具引入的寄生电感和电容，但许多时候没有正确地(或不完全正确地) 进行补偿。
- 感应电流流过电容表上BNC 连接器(如果使用) 的外屏蔽，这一电流用于平衡电容表的测量电流。如果外屏蔽接地，感应电流就短路到地，电桥就可能无法平衡。许多用户都没有意识到这个问题。
- 测量晶圆片卡盘上半导体晶圆片的电容与测量分立器件有很大不同。不能忽略晶圆片探测器卡盘对测量的影响。
- 对于较高的测量频率(> 5 MHz)，结构(布局) 设计对测量成败有极大影响。我们将在这一章(相当长的一章 ！！！哈哈) 中详细说明这些问题。
MOSFET 电容测量
MOSFET 电容行为评述
在深入探讨电容测量理论之前，首先回顾 MOSFET 器件的工作原理，从而了解为什么要进行这些测量。虽然本章中讨论的电容测量是普遍性的， 适用于各种不同类型的器件，但鉴于MOSFET 在现代电子学所占有的统治地位，因此我们要花一节介绍它们的工作特性。
MOSFET 是与施加电压相关的电容器。 MOSFET 的栅极至衬底的电容取决于所施加的直流电压(我们在直流电压上叠加幅度小得多的交流电压进行 测量)。下面一组图显示施加到栅极上的电压从负值变到正值时NMOS 晶体管的行为。
图8.1 — 栅极电压变化时的NMOS 晶体管电容性行为
如果硅基体保持地电位和栅极加负电压，MOS 电容将开始在硅表面存储正电荷。表面将有比Na (受主密度) 高的空穴密度，这一条件称为表面积累。在此条件下氧化层两面的移动电荷能迅速响应施加电压的变化，器件就如同是一个厚度为tox 的平板电容器。由于它是一个纯栅极氧化层电容，我们用Cox 表示它的值。
如果栅极上施加的电压相对硅为正，栅极与硅基体之间的正电压将增 加。随着更多受主暴露于硅基体表面，硅基体表面的载流子被进一步耗尽， 从而产生所谓表面耗尽条件。对这种条件的静电分析表明总 MOS 电容是Cox 和整个表面耗尽区电容Cd 的串联组合。注意Cd 与施加电压有关。
如果正的栅极电压进一步增加，那么能带将在硅基体水平上显著弯曲。此时耗尽区达到最大宽度xdmax，耗尽区中的所有电子受主都完全被电离。表面区产生的载流子超过重组，所产生的电子通过电场掠过因硅导电层和氧化层间能量势垒而保留的氧化层－硅界面。因此硅基体上的总电荷就是这两种电荷的和。静电分析再次表明可为总 MOS 电容建模，即串联的氧化层电容，并联的耗尽电容，以及表面电荷电容Ci 与耗尽电阻的串联组合。
MOSFET 参数计算例子
MOSFET 栅极至衬底电容测量极为重要，因为它是计算许多重要参数， 如衬底杂质浓度(Nsub) 和平能带电压(Vfb) 的唯一方法。我们用参数计算例子说明如何从电容- 电压(CV) 曲线抽取这些参数。所有计算都依据下面的(CV) 曲线。
图8.2 — 电容 - 电压(CV) 图
可从标准平板电容器公式计算MOSFET 栅极氧化层厚度(tox)。
显然，最好能创建一个自动完成参数抽取过程的程序。
图8.3 — 用 KeysightEasyEXPERT 软件自动计算MOSFET 电容器参数
注: 您可从Keysight B1500A 半导体器件分析仪 产品网页下载执行这一计算的应用测试程序。
准静态电容测量
重要的是要知道对激励的准静态电容 - 电压 (QSCV) MOSFET 器件响应并不是一种测量技术。事实是一些测量技术更能在 MOSFET 上得到 QSCV 响应结果，QSCV 激励响应结果除了与施加到 MOSFET 的激励类型有关外，还与制程，器件及布局有关。因此，当我们在下一节讨论阶跃电压 QSCV 测量技术时，应记住在特定情况下也可用许多传统基于振荡器的电容测量技术观察 QSCV 器件响应。此外，单是使用阶跃电压 QSCV 测量技术并不能保证QSCV 器件响应。
获得QSCV 响应
在解释阶跃电压 QSCV 测量技术前，我们先回顾QSCV 和高频电容- 电压 (HFCV) 响应的差别。
图8.4 — NMOS 晶体管的准静态响应与高频电容- 电压响应
当半导体沟道完全反转时(如上所示)，只有源极产生和重组自由电子。 如果施加电压变化足够慢，那么这些机制就能够提供移动电子，电容器就像是电容值近似为Cox 的平板电容器。这是典型 QSCV 响应结果。但如果电压变化比能响应的产生和重组更快，就必须通过调节电离受主区保持电荷平衡。在这种情况下，总电容是氧化层电容和耗尽区电容(Cox+ Cd) 的串联。这一行动把总电容值降到单独Cox 以下，通常将它称为 HFCV 响应。
虽然许多教科书都试图提供定义多“慢”电压变化将产生QSCV 响应的公式，但测量实践表明从MOSFET 得到QSCV响应涉及大量因素。通常最好的做法是首先在反转区扫描，继之在耗尽区和累积区扫描。此外，在扫描重新开始前可能需要在电容器上加几秒钟的直流偏置。有时也在扫描开始前通过对器件光照激励少数载流产生。但这种情况下在扫描前必须关灯，因为灯光会打乱电容器的热平衡和使测量结果失真。
电压斜坡QSCV 测量技术
古典做法是使用由仪器，如Agilent 4140B 产生的电压斜波进行QSCV 测量。4140B 能产生固定斜率的斜波电压，然后根据电流，电压和电容的基本关系确定电容。
下图是使用这一技术的典型 QSCV 测量。
图8.5 — 使用Keysight 4140B 的古典电压斜波QSCV 测量技术
由于 4140B 是已不再销售和支持的停产仪器，因此这种测量技术已被电压阶跃QSCV 测量技术取代。
电压阶跃QSCV 测量技术
阶跃电压QSCV 测量技术不用电压斜坡或振荡器测量CV。而是使用SMU 进行非常类似标准IV 扫描的测量。关键区别是在每个扫描点施加(用户规定的) ∆V。通过测量∆V 感应的电流计算相应∆Q，再对电流－时间曲线的面积积分。这样就能用∆Q 除以∆V，通过计算得到扫描中每一点的电容值。下面显示这一技术:
图8.6 — 阶跃电压QSCV 测量技术
显然，所选V 值必须小于或等于扫描步长。
除了测量各扫描点电容外，阶跃电压QSCV 算法也有去除通过栅极介质的隧道电子所产生漏电流的能力。它测量施加V 前后的漏电流，然后在计算电容前先扣除漏电流。不过这项技术受限与用于电容扫描的电流测量量程。如果泄漏电流超出电流测量量程，就会出现错误。对于极弱的栅极介质 (约25 埃以下的氧化层厚度)，不能使用阶跃电压QSCV 测量技术。这种情况下的唯一解决方案是使用传统电容表技术进行极高频率的测量。本章后面将会讨论这种技术。
需要回答的一个问题阶跃电压 QSCV 技术如何能与斜波电压 QSCV 技术相当? 答案是只要正确选择测量参数。
- 使用同样的开始值，结束值和阶跃值
- 可用4140B 斜率乘以4140B 积分时间确定阶跃电压
- 应把积分时间设置为等于4140B 的积分时间
- 禁用泄漏补偿特性
下图是使用两种不同QSCV 测量技术得到的器件实际测量数据。
图8.7 — 经典 (电压斜波) QSCV 测量技术和阶跃电压QSCV 测量技术的结果相关性
本图显示两种技术之间有很好的相关性。如果您在关联这两种技术时遇到麻烦，请检查是否存在如下条件
- 4140B 斜率(dV/dt) 太陡
- 延迟时间或积分时间太短
- 打开了泄漏电流补偿特性
QSCV 偏置补偿
对阶跃电压 QSCV 测量技术的主要寄生参数影响是三轴电缆间的偏移电容。因此支持简单偏移补偿的 QSCV 测量技术就已足够。仪器在探头开路时测量电容确定偏移电容。保持该电容值，然后在随后的 QSCV 测量中自动扣除。
图8.8 — QSCV 测量技术能自动扣除三轴电缆的固有偏移电容
QSCV 测量技术能实现行之有效的补偿，并与基于振荡器的电容测量技术有极好的相关性。
图8.9 — 准静态CV 和高频CV 的叠合图说明这两种测量技术有极好的相关性
低频(< 5MHz)电容测量
为便于讨论，我们把使用振荡器进行几Hz 至 5 MHz 的频率测量认为是低频测量。
电容表工作原理
对于许多人来说，电容表的工作原理似乎很神秘。其实自动平衡电桥电路的基本原理并不难理解。请参看从下面的电路图。
图8.10 — 自动平衡电桥电容测量方法
可把自动平衡电桥看成是一个运算放大器电路。它适用于欧姆定律: V = I×R。器件受交流信号激励，在H端(高端)监视施加到器件上的实际电压。在L 端(低端) 由运放虚地 0 V 驱动。通过量程电阻器的电流 I2 等于通过 DUT 的电流。因此，输出电压正比于流过器件的电流。自动平衡的电压和电流引出了它的名称。为覆盖宽频率范围，用检流计和调制器代替实际电路中的放大器。电容表的四个输入端定义如下:
Hc: 信号源
Hp: 电位计
Lc: 电流表
Lp: 锁定测量信号相位的电位计
4TP 测量方法
使用自动平衡电桥电容表的最常用测量技术是 4 端对 (4TP) 测量方法。这里 HC 端和HP 端短路，LC 端和 Lp 端短路，如下图所示。
图8.11 — 四端对 (4TP) 测量方法(包括寄生成分)
Hp 和 Hc 端通常用作 CMH (电容表高) 连接，Lp 和Lc 端通常用作 CML (电容表低) 连接。这里存在测量路径(电缆) 中的残余电感和电阻，还存在电缆间及 DUT 与地之间的杂散电容(如上图所示)。用户必须执行测量路径(电缆) 补偿，以消除这些寄生元件的影响，否则会极大降低测量的准确度。
4TP 方案中的 CML 端为虚地，绝不要把该点接地。把 CML 端接地将破坏自动平衡电桥电路的平衡而造成测量误差。电容电缆的外导体(屏蔽) 有与虚地同样的电位，同样需要把它浮置起来。此外，四个外屏蔽应在带短电缆的探头前接到一起。这样就能为屏蔽中的感应电流建立返回路径，从而稳定电缆中的串联电感。如果没有短路外屏蔽和稳定串联电感，布线状况的变化将导致电缆电感的很大变化，从而使任何电缆补偿立刻无效。
探测器补偿的重要性
对电容表来说，“校准平面”定义了用户能获得电容表规定测量准确度的那一点(通常指电容表的 BNC 输出)。当然在参数测试中，我们需要用电缆测试 DUT。对于 4TP 测量方法的情况，测试夹具(布线) 中的残余寄生成分将带来各种误差源。
图8.12 — 为进行通过测试夹具(布线) 的精确电容测量，必须计入测试夹具残余参数的影响
为去除这些测试夹具残余参数的影响，我们进行如下所示的两次测量: 一次测试端开路，一次测试端短路。
图8.13 — 使用开路/短路补偿确定测试夹具残余参数
有了这两个值，我们就可按下面的公式，由测量值 (Zm) 计算真实值Zdut。
图8.14 — 用开路值和短路值计算真实值 Zdut
除了开路/短路电缆补偿外，在进行第一次测量前始终应先进行相位补偿(如果支持这一特性)。相位补偿可改进高频时的电桥平衡稳定性，把因频 率和电缆长度变化造成的相位漂移影响减到最小。相位补偿应在开路/短路电缆补偿前执行，除非改变测量配置，否则一般不需要做第二次。在相位补偿时要把 Lc 和 Lp 端短路。执行相位补偿的步骤因仪器而异，因此您需要参看仪器手册，了解如何正确执行相位补偿(如果仪器支持该特性)。
图8.15 — 相位补偿计算改进稳定性和相位精度的调零环路特性
对于 5 MHz 及以下的测量，并非一定要进行负载补偿，在这样的频率下它对测量准确度的影响决定于所使用的夹具。但 5 MHz 以上的测量始终应执行开路/短路/负载补偿，否则会带来显着的测量误差。这通常要使用RF 晶圆片探头，在晶圆片上进行校准电阻器测量。我们在讨论高频电容测量时会回到这一主题。
晶圆片上电容测量
在进行晶圆片上的电容测量时，有一些必须考虑的重要测量问题。其中 最重要的是 Hc，Hp，Lc，Lp 端如何接触晶圆片。许多人都知道在使用 4TP 布线方法时，把 Lc 和 Lp 接晶圆片(DUT)，把 Hc 和Hp 接晶圆片卡盘能得到更好的测量结果。
图8.16 — 用4TP 在晶圆片上测量电容的正确方法
但大多数人并不知道为什么这样做能得到更好的测量结果。为理解其原因，您应回忆起对于晶圆片探测器，应当关注卡盘对地电容。在频率测量时，卡盘电容成为到地的偷渡路径。考虑下面两种不同情况。
图8.17 — 从Lc 和Lp 端测量能够消除测量误差的原因
实际电容测量在Lc 端和Lp 端上进行，因此如果这些端子直接接触DUT， 那么电容表将测量所有流过DUT 的电流，而与通过晶圆片卡盘流入地的电流无关。当然，在用这种方式测量时，您需要反转施加的直流偏置，这很容易 实现自动化。
把 Hp 端和 Hc 端接至晶圆片卡盘的另一个原因是噪声。晶圆片卡盘就像是收集随机电磁噪声的大天线。如果把Lp 端和Lc 端接到晶圆片卡盘，那么这一噪声将直接流入电容表。在极端情况下，电容表可能给出错误消息和返回不平衡状态错误(UNBAL)。但如果Hp 端和Hc 端接到晶圆片卡盘，通过DUT 的将是来自晶圆片卡盘的被衰减噪声。
图8.18 — 如果把Hc 端和Hp 端接到DUT，大卡盘将把噪声直接注入电流表
下图比较CMH 端接至栅极和基底时，不同频率和积分时间所得到的测量结果。
图8.19 — CMH 端接至栅极和接至晶圆片卡盘(基底) 所得测量结果数据的比较
几乎所有 B1500A 功率器件分析仪/曲线追踪仪的EasyEXPERT的电容测量应用测试程序都是CML 端接DUT 和CMH 端接晶圆片卡盘。这些应用测试程序的一项杰出特性是自动反转所有测量输入的符号。因此您不需要专门考虑这一问题。
图8.20 —B1500AEasyEXPERT CV 应用测试的端子连接
高频(> 5 MHz) 电容测量
选择 5 MHz 作为“低频”和“高频”测量的分野并非率性所为。它实际是两种测量体制的自然分界线。为得到 5 MHz 以上的满意测量结果，需要采用新的测量技术和方案。例如标准直流探头已难以在 5 MHz 以上获得良好的测量结果; 而必须使用带有地- 信号(GS) 或地- 信号- 地(GSG) 探盘布局的RF 探头。除了要有支持这类RF 探头的探盘结构外，器件的实际布局也至关重要。事实上，不能得到 5 MHz 以上电容测量满意结果的最常见原因并非来自测量设备或布线，而是来自不当的测试结构设计。因此在您着手电容测试结构设计前，应首先阅读和理解本节的内容。
薄栅极介质原理
许多年前，随着晶体管栅极介质变得极薄(约 25 埃或更薄)，电子隧道效应造成的栅极漏电流问题摆到了参数测试面前。标准电流 - 电压(IV) 参数测量并不困难，而电容－电压测量(CV) 则存在一些挑战。成功测量薄栅极(弱) 介质MOSFET 电容器有三项基本要求:
- 高测量频率(> 5 MHz)
- 适应薄栅极介质的器件模型
- 消除晶圆片卡盘影响
在实际测量中，同时实现所有这三相要求并不容易，因此进行薄栅极介质的晶圆片上测量是电容测量最具挑战性的领域之一。我们将依次说明每一要求。
首先考虑如下所示的基本双元件电容模型。
图8.21 — 双元件电容模型
该电路的等效阻抗为:
我们把该阻抗分成实部和虚部:
耗散因素(D) 是实部和虚部的比:
图8.22 — 并联电阻(Rp) 和耗散因素(D) 的关系
注: 上述结果意味着可通过增加频率实现任意小的损耗。但到后面讨论三元件电容模型时，您会发现薄栅极介质器件并非如此。
大多数电容表或阻抗分析仪都有实时绘制 D 值的能力。对于厚栅极介质，通常可看到D 值远小于 1 (表示绝大部分测量电流是流过电容器，而不是流过寄生电阻)。但用户需要调整对薄栅极介质的预期可接受D 值。即使增加频率也往往不能把D 值降到 1 以下。很难给出一个可接受薄栅极介质损耗系数的明确“经验法则”，但通常小于5 就足以实现令人满意的电容测量。
虽然显然需要用较高频率测量薄栅极介质晶体管的栅极电容，但两元件模型不能解释较高频率下观察到的结果。
图8.23 — 两元件电容器模型不能解释较高频率下的薄栅极介质晶体管栅极电容测量结果
为正确表征薄栅极晶体管介质， 我们需要转到如下图所示包括接触电阻和衬底电阻的三元件电容器模型。
图8.24 — 三元件电容器模型(包括接触电阻和衬底电阻)
对于传统厚栅极介质，等效并联电阻 Rp 远大于串联电阻 Rs。在1 MHz 以下低频范围测量时可以忽略Rs。这就解释了为什么以前并联模型对厚栅极介 质是有效的。
许多工程师注意到他们在开始测量薄栅极氧化层时似乎出现了“负电容”。作者观察到如下的测量结果。
图8.25 — 测量薄栅极介质电容器时观察到的负电容效应
测量阻抗得到的负电容结果表明阻抗虚部为正值。一般情况下，正的虚部意味着电感。这导致许多人试图用晶圆片探测器中的引线造成的电感，甚至用空穴和电子的产生和重组造成的电感解释观察到的负电容。但这些方法都并不成功。
是德科技公司发现负电容来自晶圆片上测量采用的四端对测量技术，而并非来自器件本身。下图是包括晶圆片卡盘在内的整个测量系统。
图8.26 — 对薄栅极介质中所看到负电容效应的解释
关键一点是晶圆片卡盘与信号返回路径 (BNC 电缆外屏蔽或地) 间产生的电容性耦合。在使用四端对时，流过 DUT 的部分信号经电容耦合泄漏至晶圆片卡盘。这种情况下的测量阻抗如上面公式所描述。在这一公式中，如 果 Cp 和 Rp 的积小于Cr 和Rs 的积，所测阻抗的虚部即为正。由于 Rp 来自直接通过栅极介质隧道的电子，因此 Rp 随栅极偏置的增加而急剧减小。这意味着当栅极偏置值满足Cp×Rp < Cr×Rs 条件时，就观察到负电容。这一分析解释了在薄栅极氧化层器件上进行CV 测量所观察到的测量结果。注: 消除这一效应的最好方法是通过结构设计(把Rs 减到最小)，而不是通过改进测量技术。要更详细了解这一问题，请参看Y. Okawa 等人在微电子测试结构大会(ICMTS) 2003 年会上的论文: “测量系统杂散电容给超薄栅极介质V-C 测量引入的负电容效应”。
通过正确的结构设计优化CV 测量结果
为改进测量性能，我们要尽可能减小接触电阻(Rs)。忆及前面的讨论， 当Rs 变得与Rp 可比时即出现这一问题。因此通过谨慎的布局设计减小Rs 会有助于改进测量结果。我们还记得当 Cp×Rp < Cr×R 时将观察到“负电容”。因此可通过最小化Rs 消除这一效应。下图是最小化Rs 的一个好的设计结构例子。
图8.27 — 用于最小化Rs 和消除负电容效应的电容测量结构
这种结构的详细情况如何并不重要(也并未示出细节)。但必须记住:
- 让结构对称
- 提供大量接触，把接触和衬底电阻减到最小
- 使用地- 信号 (GS) 或信号- 地- 信号 (GSG) 布局连接探盘
注: 用这类测试结构最小化Rs 的方法首先由J. Schmitz 等人在微电子测试结构大会(ICMTS) 2003 年会上提出，见: “用于弱介质RF-CV 测量的测试结构设计考虑”。
探盘布局考虑
前面的讨论表明，为得到好的高频电容测量结果，需要采用专门的 MOSFET 电容结构。除结构设计外，探盘的实际布局也很重要。精心设计的布局可避免日后许多令人头痛的测量问题。虽然高频电容测量要用射频探头获 得最佳结果，但这并意味着一定要用地－信号－地探针。下图显示两种基本 的 MOSFET (NMOS 和PMOS) 电容器布局，此时电容测量只需要地- 信号探针。
图 8.28 — 使用信号 - 地 (SG) 型探盘布局, 您就能在 NMOS 和 PMOS 电容器上执行简单的CV 扫描(栅极至衬底)
如果要测量栅极- 衬底电容和栅极- 源极/漏极电容，下面的方案能符合这一要求，并且只需要使用两个探头。
图 8.29 — 使用精心设计的三端(GSG) 型探盘布局，您就能测量栅极- 衬底电容和栅极- 源极/漏极电容。
上述方案可为您节省资金，因为GS 探针要比 GSG 探针便宜。
开路/短路/负载校准
如前所述，到 5 MHz 以上时，简单的开路/短路校准已经不足以保证测量准确度。下面是Keysight 4294A 阻抗分析仪(频率范围达110 MHz) 通过开路/ 短路校准和开路/短路/负载校准，使用4TP 布线技术得到的测量结果比较。
图8.30 — 不经过负载校准，在较高频率时将产生测量误差。
文中数据表明在 5 MHz 以上时，如果没有负载补偿，仅只是基本开路/短路校准会带来显著的测量误差。
前面讨论的开路/短路补偿方案过于简单化。实际的开路/短路/负载方案把布线视为未知的 2 端对电路，它确定了 DUT 的实际阻抗值，如下图所示。
图8.31 — 开路/短路/负载补偿方案实际是分析连接电容表与DUT 的未知网络
必须强调负载校准要求采用经过严格校准的电阻标准，并且校准必须在探针末端进行。所有之后的高频测量准确度都取决于标准的准确度，因此使用具有已知特性的标准是极为重要的。支持射频探测的分析晶圆片探测器公司能提供这样的标准。此外，您还必须确保开路/短路/负载校准是在同一校准平面上进行，否则将得到不准确的测量数据。例如使用探头卡时的一个常见错误是在探针处进行开路/短路补偿，然后用内置在探头卡中的专门负载标准进行负载补偿。三种情况校准平面的不同造成高频时不准确的测量结果。
计算三元件电容器模型值
三元件电容器模型显然需要确定三个参数: Cp、Rp 和Rs。虽然看来似乎需要三个测量点，但实际情况并非如此。应记住每次阻抗测量实际提供两个数据: 幅度和相位。这意味着两次阻抗测量将得到四个数据，这对于确定三个未知元件已绰绰有余。这一概念也适用于三元件电容器模型，在两个不同频率测量电容和损耗，然后使用下面的公式计算。
图8.32 — 计算薄栅极氧化层三元件电容器模型参数的双频率方法
可惜上面所示的双频率方法对于薄栅极氧化层的三元件电容器模型计算并不可靠 (请参看R. Clerc 等人的论文，INFOS 2001)。替代方法包括绘制阻抗和相位- 频率图，然后使用推荐最小相位角这一点上得到的数据。这种方法如下图所示。
图8.33 — 最小相位法(如上图所示) 是计算三元件电容器模型参数的优选方法
一个与三元件电容器模型有关的有趣事情是施加较高频率并不一定导致 较低的损耗因素(D) 值。三元件模型的等效阻抗是 Rp 和 Cp 并联后再与 Rs 串联。回到公式8.11 和8.12，我们可看到三元件模型等效阻抗由下式给出:
与两元件模型不同，在频率增加时，损耗并不一直降低，而是有一个最小值。下面是对此说明的三元件电容器损耗－频率图。
图8.34 — 这张三元件电容器模型图说明越高的频率并不一定能得到越低的损耗
因此在实际工作中可能要经过一些试验和犯错才能确定最佳的测量频 率。注: G. Brown 在ICMTS 2005 上首先说明了这一点:“集成电路开发中的电容表征: 测试结构设计、等效电路和测量方法间的密切关系”。
先进IV 方法
4TP 布线技术有其局限性。随着频率的增加，不仅卡盘的残余电容，而且残余卡盘电感也开始影响测量结果。把这些影响减到最小的最好方法是把晶圆片卡盘接地，但前面已说明 4TP 方法要求浮置晶圆片卡盘。Agilent 为此专门开发了晶圆片上高频测量的替代夹具(布线) 解决方案，即先进IV 方法。下图说明这种方法。
图 8.35 — 先进 IV 方法允许晶圆片卡盘接地，残余电容和电感所产生流过晶圆片卡盘的泄漏电流极小。
先进IV 方法有如下优点:
- 电流表低端接地
- 电压源和电压表浮置
- 支持达110 MHz 的频率测量
先进 IV 方法需要带 Agilent 42941A 阻抗探头的 Agilent 4294A 精密阻抗分析仪。您不能使用 E4980A LCR 表和 42941A 探头。下面是该仪器和探头的照片。
图 8.36 — 采用 CV 测量的先进 IV 方法要求 4294A 精密阻抗分析仪和 42941A 阻抗探头
所有用户都知道 4294A的许多杰出特性。其中之一是“电缆端接自动平衡电桥法”。这实质上是当频率达到 5MHz 或更高时，无论仪器是使用 1m 还是 2m的电缆(这是晶圆片上测量的一般情况)，4294A 都会插入减小反射波形的 50Ω端接电阻。下图说明这一特性。
图 8.37 — 当频率达到 5 MHz 或更高时，无论是使用 1 m 长的电缆还是 2 m 长的加长电缆， 4294A 都会通过开关接入减小波形反射的 50 Ω 电阻。
除非负载校准在 5 MHz 进行，否则将观察到 5 MHz 处的电容测量不连续性。因此在 4294A 负载补偿时，必须确保 5 MHz 点在频率补偿表中。
为得到满意的测量结果，超薄栅极氧化层通常都需要先进 IV 方法和精心的测试结构布局。下图显示使用先进 IV 方法，采用地 - 信号 - 地 (GSG) 探盘布局的常规测试结构设计。
图 8.38 — 使用先进 IV 方法和常规测试结构 (GSG 探盘布局) 得到不同频率时的测量结果 [数据由 SEMATECH 提供]
图中显示不同频率得到不同的测量结果，但器件翻转区中不存在 QSCV 行为。相反，下图是使用先进IV 方法采用地- 信号- 地 (GSG) 探盘布局的测试结构，该结构遵循前面讨论最小化串联电阻(Rs) 的设计导则。
图 8.39 — 使用先进 IV 方法和依据最小化串联电阻原则设计的测试结构 (GSG 探盘布局) 得到不同频率时的测量结果[数据由SEMATECH 提供]
测量显示出测量频率与反转区QSCV 响应间的良好相关性，计算得到氧化层电气厚度为 2 nm! 这一结果进一步强调了正确的结构设计对超薄栅极氧化层电容测量的极端重要性。
用 EasyEXPERT 控制 4294A
4294A 前面板界面相当复杂，它带有许多子菜单。此外，4294A 有两项功能特性有时会造成用户的操作错误。第一个问题是与 B1500A/B1505A 和 E4980A 不同，4294A 在关机时不保留电缆补偿信息。一种解决方案是 4294A 每次开机时都要执行开路/短路/负载补偿，虽然这可能极为繁琐和不切实际。幸运的是 4294A 配有内置闪存，可以把补偿数据保存到文件中。并在重新开机后取回数据; 但用户必须记得这样做。4294A 的第二个问题是它的许多默认设置不适合用于半导体电容测量。因此需要在每次仪器开机时改变所有默认设置，这一过程是容易犯错的。
为帮助解决这些问题，Keysight 提供三种控制 4294A 的 EasyEXPERT 应用测试程序。一种是指导用户完成 4294A 开路，短路和 (可选) 负载校准过程。校准过程完成后，该应用测试程序把校准数据保存在 4294A 闪存的文件中。另两个应用测试程序允许用户执行电容 - 直流电压 (CV) 扫描和电容 - 频率 (C-f)扫描。重要的是 CV 和C-f 应用测试程序都首先检查是否保存有该应用测试程序创建的校准文件。如果这些文件不存在，该应用测试程序会发布消息通知用户必须首先进行电缆补偿和终止应用测试程序。当然如果存在校准信息， CV 和 C-f 将把校准数据自动加载到仪器。此外，CV 和 C-f 应用测试程序都能把 4294A 的默认设置变到适于半导体电容测量的量值。因此这些应用测试程序几乎不可能因校准或设置问题而取无效的数据。最后，用户可通过这些应用测试程序容易地保存数据和把测试结果以 PC 基格式输出，而 4294A 前面板是做不到的。
下图是 EasyEXPERT 4294A CV 应用测试程序的截屏。
图8.40 — EasyEXPERT 应用测试程序提供使用4294A 的电容 - 直流电压扫描
该应用测试程序为4294A 提供对所有重要CV 扫描参数的控制。如果您不能或不打算进行负载补偿，那么可把“Chk_Load_Comp”变到“OFF”，测试应用程序将不检查用于确定校准期间是否已执行负载补偿的存储校准文件。注意:“Integ_Time”参数实际上是 4294A设置的简化，因为 4294A 并不支持与B1500A (例如) 同样意义的积分时间。但对于绝大多数用户来说，这一功能是对4294A 先天设置的改进。
下图是 EasyEXPERT C-f 应用测试程序的截屏。
图8.41 — EasyEXPERT 应用测试程序提供使用4294A 的电容- 频率扫描
该应用测试程序的主要特点与CV 扫描应用测试程序相似。一个区别是该应用测试程序允许用户在电压或电流模式中设置交流振荡器。不使用时应把“0”值送入振荡器电平输入(自动出现“V_Mode”或“I_Mode”符号 名)。另一个区别是虽然电容参数绘制在线性坐标上，但频率值是绘制在对数 坐标上。
薄栅极介质最佳实践总结
总之，当您测量薄栅极介质晶体管电容时，必须记住下面这些重要因素:
- 在进行任何测量前先进行开路/短路/负载校准(如果支持，在第一次进行相位补偿后)
- 使用高到能最小化损耗和保持准确度的频率
- 用三元件模型抽取器件参数
- 通过对测试结构的精心布局(最小化Rs) 正确计入晶圆片卡盘的影响
- 如果4TP 布线方法不能获得满意结果，考虑使用先进IV 方法
图8.42 — 4TP 和先进IV 测量方法汇总表
通过开关矩阵进行电容测量
长期运行参数测试遇到的一个难题被称为“CV- IV 测量困境”。因为电容表和SMU 有不同的电缆要求。电容表要用BNC 电缆，而SMU 要用三轴电缆，但大多数参数测试都需要进行CV 和IV 这两种测量。从三轴电缆手动切换到 BNC 电缆 (或反过来) 非常麻烦，也不能实现测试的自动化。显然开关矩阵 (在第四章中已讨论) 是一种解决方案。但为进行 BNC 至三轴的转换也在CV 测量路径中引入了开关矩阵，我们在解决这一问题的同时又带来了一些新问题。本节中将讨论通过开关矩阵进行电容测量的正确方法。
开关矩阵电容测量问题
在前面第四章讨论晶圆片上测量时，我们讲述了 Keysight 定位器基CV -IV 开关解决方案。该章介绍了Agilent 定位器基解决方案有内置的电容补偿 (至ASU 和SCUU 输出)，以及在电容测量时通过短路保护稳定电缆串联电感的手段。但应清楚地看到在开关矩阵上完成同样这些操作要困难得多。定位器基解决方案有固定电缆长度的优势; 而对于开关矩阵，输入－输出的每一变化都会造成信号路径长度和负载的变化。
下图说明通过开关矩阵进行电容测量时必须考虑的三个环节。
图8.43 — 在通过开关矩阵进行电容测量时，必须考虑的三个环节: CMU 电缆，矩阵和延伸
在通过开关矩阵进行电容测量时，大多数错误都源于下述因素:
- 连接电容表与开关矩阵时使用了非标准CMU 电缆或不支持的电缆长度
- 保护未在接近DUT 的地方短路
- 电缆延长导致电缆阻抗失配
- 开关矩阵不支持因输入- 输出连接接通或断开造成负载和路径长度改变的各种类型补偿方案
下面的讨论将研究减轻这些因素影响的最好方法。
CMU 电缆补偿
虽然我们已相当全面地讨论过电容表电缆补偿问题，但有必要再次强调其中一些要点，因为当开关矩阵参与其中时往往会被遗忘。关键之一是电容表的电缆长度。正确的电缆长度是电容表测量桥路平衡的关键。如果使用不当的电缆长度，电容表电桥可能无法平衡，补偿过程将出现错误。
图 8.44 — 在通过开关矩阵进行电容测量时，使用不支持的 CMU 电缆或不支持的电缆长度是导致不良测量结果的常见原因。
下图说明补偿电容表至开关矩阵连接电缆的正确步骤。
图8.45 — 补偿电容表至开关矩阵连接电缆的正确步骤
使用Keysight 提供的电缆连接矩阵是极为重要的。不仅因为Keysight 电缆的长度适合正确的补偿，而且因为是按已知质量标准制造和测试，并具有已知的特性阻抗。如果您使用成品 BNC 电缆，Agilent 对测量准确度不做任何保证，即使您执行和通过了所有补偿。Keysight E4980A 支持的电缆长度为 1 m, 2 m 和4 m。Keysight B1500A MFCMU 支持的电缆长度为1.5 m 和3 m。您应使用尽可能短的电缆连接矩阵。
短路保护
虽然第四章中已说明电容测量时短路保护的理由，我们在这里再作简要回顾。连接电容表的BNC 电缆外屏蔽不是处于地电位，而是处于“虚地”。电容测量过程中短路驱动保护的原因是稳定测量路径中的串联电感。如果保护没有短路，串联电感可能从250 nH/m 变到大于400 nH/m。测量路径中串联电感过大变化使稳定的电容补偿变得不可能。
图8.46 — 电容测量必须短路保护
阻抗失配
电容表预期开路/短路/负载补偿是在 50 Ω 电缆环境中进行。但无论开关矩阵还是延长电缆都没有50 Ω 的特性阻抗。这将影响到补偿精度。
图8.47 — 遇到的一项重要挑战是矩阵路径和延长电缆的特性阻抗都不是50 Ω
理想情况下的负载阻抗应与被测器件阻抗在同一量程范围内。但这并不是半导体器件的情况。不幸的是半导体器件的典型输入阻抗远高于 50 Ω。从而影响到负载补偿的精度。
图8.48 — 说明半导体阻抗为什么对电容测量并不理想
Keysight 开关矩阵解决方案
Agilent 可提供补偿电缆和夹具，直至探头卡触针的完整 CV - IV 解决方案。除改进CV 测量外，该解决方案也能获得杰出的低电流测量性能。
图8.49 — Keysight 的集成开关矩阵CV-IV 电容测量解决方案
下图示出该解决方案的细节。
图8.50 — EasyEXPERT B2200A/B2201A 矩阵补偿实用程序有对如上所示Case 1 和Case 2 的内置补偿数据。
下面是上图中的参考信息。
B2220A-024/048: 探头卡接口(24 针/48 针)
N1300A-001/002: 适用于B1500A 的CMU 电缆(1.5 m/3.0 m) 16494A-002/005: 三轴电缆(3.0 m/4.0 m)
16494B-001/002: 适用于16495F/G 的开尔文三轴电缆(1.5 m/3.0 m)
16494C-002/005: 适用于B2220A 的开尔文三轴电缆(3.0 m/4.0 m)
16495F: 连接器板, 有12 个三轴, 互锁和GNDU 连接器
16495G: 连接器板, 有24 个三轴, 互锁和GNDU 连接器
EasyEXPERT也允许您使用非 B2220A 探头卡接口或 16495F/G 连接器板的连接选项。但此时您必须校准夹具和创建自己的补偿数据文件。这一过程中在 EasyEXPERT 的帮助菜单中有所说明。
上述解决方案之可行，是因为矩阵和延长路径均由已知校正修正系数严格定义。EasyEXPERT支持达1 MHz 频率的这项自动补偿。
图8.51 — Keysight 开关矩阵补偿方案全图
1 MHz 以上频率的测量技巧
在继续往下进行前，首先强调对于使用我们任何开关矩阵产品进 行 1 MHz 以上的电容测量，Keysight 不提供任何保证。这是不受支持的测量应用。不过如果您确有需要，我们可以提供一些提高您成功机会的建议。如果 您要把开关矩阵用于1 MHz 以上频率，请记住这些关键之点:
- 电容表受最大支持电缆长度的限制。如果电缆总长(连接电缆＋矩阵路径＋延长电缆) 超过电容表支持的长度，开路/短路/负载补偿将失败(得到“bridge unbalanced”消息)。
- 每次改变矩阵设置都会改变路径长度。因此每次改变开关设置都需要执行开路/短路/负载补偿。
- 您必须提供靠近 DUT 的电流返回路径。
图8.52 — 在开关矩阵使用至1 MHz 以上时须遵循的操作步骤。
即使您能通过开关矩阵实现 1 MHz 以上的电容测量，仍需强调 5 MHz 是所能实现频率的不可逾越上限。在 5 MHz 以上时，要得到满意的电容测量结果，您应使用直接连接。
高DC 偏置电容测量
我们在第四章中讨论了晶圆片上的高电压和大电流测量。但当时我们还没有足够的电容测量理论背景知识讨论高直流偏置电压电容测量。进行这些测量的关键是高压偏置三通。
高压偏置三通
高压偏置三通专门设计用于和 MFCMU 及 HVSMU 一道工作。下面是高压偏置三通的简化电路图。
图8.53 — 高压偏置三通接受MFCMU 和 HVSMU 输出，然后将其转换为熟悉的CMH 和CML 4TP 输出。
N1258A 高压偏置三通 (晶圆片探测器版) 的 CMH 和 CML 输出采用 SHV 连接器。注意MFCMU 的AC 保护，在某些特定测量情况下应把该AC 保护接到 DUT 的一个端子上。但为了解AC 保护的使用，首先应掌握高功率 MOSFET 电容测量的基本原理。
高功率MOSFET 电容测量基础
下图说明功率n 沟道MOSFET 器件的基本概念。
图8.54 — 示出耗尽区和电容的功率n 沟道MOSFET 图
对于功率 MOSFET，漏极被偏置到一个很高的电压，漏极 - 源极电容(Cds) 和栅极- 源极电容(Cgs) 都取决于漏极直流电压值。下面是 MOSFET 的交流模型。
图8.55 — 功率 MOSFET 的交流模型
现在我们考虑用电容表测量这三个电容中任一电容时的情况。下图是未使用AC 保护(未使用的端子被浮置) 时测量3 端器件未知电容(Cx) 的情况。
图8.56 — 不使用AC 保护测量3 端器件的电容
从图中可看到当浮置不用的端子时，电流可通过另外两个电容器流过， 从而导致错误的测量结果。防止这种情况发生的最好方法是提供替代的电流 路径，使流过Ca 的电流不由Cb 返回CML 结点。这可以通过把不用的端子接到电容表的AC 保护实现。注: 在继续往下进行前，必须了解AC 保护是自动平衡电桥的电路公共端，它接到四端对连接器的屏蔽。AC 保护与接到机箱地的接地端是不一样的。
下图显示把AC 保护接到不用测量端的好处。
图8.57 — 用AC 保护测量3 端器件的电容
当把 AC 保护接到第三个端子时，流过寄生路径的电流对未知电容 (Cx) 的测量准确度没有影响，因为电容测量是通过 CML 结点进行。当然，这一方案假定AC 保护结点的阻抗远低于寄生路径(Cb) 的阻抗。虽然讨论中没有包括使用 HVSMU 和高压偏置三通，我们下面将会说明如何将它们融入各电容测量中。
下图显示用高压偏置三通测量Cgd 的正确方法。
图8.58 — 用高压偏置三通和AC 保护测量MOSFET 的栅极- 漏极(Cgd) 电容
如您所见，用高压偏置三通测量Cgd 是很简明的。同样，用高压偏置三通测量Cds 也很容易，请见下图。
图8.59 — 用高压偏置三通和AC 保护测量MOSFET 的漏极- 源极(Cds) 电容
测量栅极 - 源极电容 (Cgs) 会遇到另两种测量不存在的挑战。除了需要把 AC 保护与漏极短路外，还需要用高压偏置漏极。解决办法是在漏极与AC 保护间接一个大电容(远大于 Cgd 或Cds)，这样漏极看过去的AC 保护阻抗就远小于所看到的源极或漏极阻抗。相反，我们需要通过一个相对大的电 阻器把 HVSMU 接到漏极，以防止 HVSMU 受到来自 MFCMU 的交流信号的干扰。下图说明进行这项测量的正确方法。
图8.60 — 使用高压偏置三通和AC 保护测量栅极- 源极电容(Cgs)
注意: 虽然在这种情况下并不实际需要高压偏置三通(实际是作旁路用)， 但图中假定它正在被使用。这是因为Cgd 和Cgs 测量确需高压偏置三通，因此假定用户已经把它放在那里。
功率MOSFET 技术资料中对MOSFET 电容有不同规定。所规定的典型参数是输出电容(Coss)，输入电容(Ciss) 和反向传输电容(Crss)。这些参数可按下面的公式从Cds, Cgs 和Cgd 值计算得到。
我们前面已经讨论了如何测量Crss (Cgd)。也可使用 B1505A 的HVSMU， MFCMU 和高压偏置三通直接测量 Ciss 和Coss。虽然连接与Cgd、Cds 和Cgs 的情况不同。我们首先讨论其中较为简单的Coss 测量。为测量Coss，我们要像下图所示那样用导线把栅极端和源极端短路。
图8.61 — 用B1505A的HVSMU, MFCMU 和高压偏置三通测量Coss
注意在进行这项测量时不需要使用 AC 保护，因为所测电流正是通过Cgd 和Cds。
图8.62 — 用B1505A 的HVSMU, MFCMU 和高压偏置三通测量Ciss
Ciss 的测量更具挑战性，因为我们需要把CMH 端接到漏极，并用高压偏置漏极。该解决方案类似于测量Cgs 的情况，因为需要建立至MFCMU CMH 端的交流连接，以及至HVSMU 的直流连接。下图说明这项技术。
图8.63 — 用B1505A 进行大功率MOSFET 电容测量
将大型电容器放在CMH 和漏端子之间，使交流信号中的漏极至源极电容(Cds) 短路。隔直流电容器的电容要明显大于栅极- 漏极电容(Cgd)，因此， CMH 和CML 端子间的有效阻抗仅包含Cgs 和Cgd 并联。对于之前谈到的Cgs 测量，HVSMU 必须通过相对大的电阻器连接至漏极节点，以免干扰交流电容测量。下图显示了使用 N1259A 测试夹具时，用于封装MOSFET 的多个连接。
图8.64 — 使用N1259A 测试夹具测量MOSFET 的Ciss。
下图显示了使用 B1505A 对大功率 MOSFET 的Ciss 执行直接电容测量。
图8.65 — 在1000 V 直流偏置时，测量输入电容(Ciss)。
对于低功率电容测量，通常只需对频率高于5 MHz 的测量进行负载补偿。但在使用高电压偏置T 型接头来执行大功率电容测量时，需要在极低的频率上进行负载补偿，以确保获得精确的测量结果。大多数技术资料是在1 MHz 上指定Ciss、Coss 和Crss。以下数据表明在完成开路/ 短路电容补偿后，使用高电压偏置T 型接头获得的栅极 - 源极(Cgs) 电容(Cp-G) 与频率的绘图。注意: 电导在频率超出100 kHz 后变成负数。
图8.66 — 使用高电压偏置T 型接头获得的Cp-G 与频率图。
负载电容补偿能够消除这种效应，但在大多数高功率器件晶圆探测环境中，这不太实用。因此，如果无法执行负载补偿，那么最好是在低于100 kHz 的频率范围内测量MOSFET 的电容参数。下表总结了在功率MOSFET 上进行Cp-G 测量的相对测量精度，与在100 kHz 和1 MHz 上执行的补偿有着直接关系( 使用高电压偏置T 型接头)。
图8.67 — 表中对比了使用高电压偏置T 型接头，并进行不同程度的电容补偿，在100 kHz 和1 MHz 上Cp-G 的相对测量精度。
注 : 本表格是以功率 MOSFET 的相对较大的结电容 ( 约为毫微法拉 ) 为基础。
当电压高于3000 V 时，这项技术可以直接测量功率 MOSFET 的电容。与传统的参数测量方法相比，这项技术取得了相当大的改进，它通常包含自制测试设置，用来测量器件的阶跃响应并析取RC 时间常数的电容值。
高DC 偏置电压晶圆片探测器连接
通常我们要用晶圆片探测器对两种不同类型的器件，即横向器件和纵向器件作CV 测量。横向器件连接较为简单，因为能用HPSMU 偏置晶圆片卡盘(衬底连接)。最常用的两种电容测量是漏源(Cds) 电容和栅漏(Cgd) 电容测量。它们需要同样类型的电缆和连接器，但必须按下面两张图所示的那样手动改变连接。下面两张图示出横向器件的连接。
图8.68 — 高直流电压偏置横向器件栅漏电容(Cgd) 测量的B1505A 功率器件分析仪/曲线追踪仪配置
图8.69 — 高直流电压偏置横向器件漏源电容(Cds) 测量的B1505A 功率器件分析仪/曲线追踪仪配置
对于纵向器件，需要在晶圆片卡盘上加高压。为此要有一个SHV - 高压三轴适配器，该适配器可从晶圆片探测器供应商处，或从制造这类适配器的第三方厂商处得到。与横向器件的情况相似，两种电容测量(Cds 和Cgd) 需要同样类型的电缆和连接器，但必须手动改变连接。下面两张图示出纵向器件的测量连接。
图8.66 — 高直流电压偏置纵向器件栅漏电容(Cgd) 测量的 B1505A 功率器件分析仪/曲线追踪仪配置
图8.67 — 高直流电压偏置纵向器件漏源电容(Cds) 测量的B1505A 功率器件分析仪/曲线追踪仪配置
正如您所看到的，在为高直流偏置电压电容测量配置晶圆片探测器时， 必须确切了解要测试的是何种类型的器件。
来源：是德科技 Keysight Technologies
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