1979 年 1 月，《电子测试》发表了一篇文章称，一款单个测试电路可“执行对任何运算放大器全面检查所需的所有标准 DC 测试”（参考资料 1）。单个测试电路在那个时候可能够用，但今天并非如此，因为现代运算放大器具有更全面的规范。因此，单个测试电路不再包揽所有 DC 测试。

现在经常使用三种测试电路拓扑对运算放大器 DC 参数进行工作台及生产测试。这三种拓扑为 (1) 双运算放大器测试环路、(2) 自测试环路（有时称故障求和点测试环路）和 (3) 三运算放大器环路。您可使用这些电路测试 DC 参数，其中包括静态电流 (IQ)、电压失调 (VOS)、电源抑制比 (PSRR)、共模抑制比 (CMRR) 以及 DC 开环增益 (AOL)。

静态电流

静态电流是指器件输出电流等于零时其所消耗的电流。尽管 IQ 测试看起来相当简单，但也必须注意确保良好的结果，尤其是在处理极高或极低 IQ 部件时。图 1 是可用来测试 IQ 及其它参数的三种实用电路，其必须考虑若干负载电流情况。这包括测试环路中的反馈电流。实际上，反馈电阻器 Rf 也能给器件带来负载，影响 IQ 测量。

图 1.这三款电路可用来测量静态电流 (IQ) 。

我们以测试 OPA369 运算放大器为例来说明这些电路。该部件的最大静态电流是每通道 1µA。最大输入失调电压为 750µV。图 1 中的双运算放大器环路电路可为被测试器件的输出提供 750.75mV 的电压。这种输入电压可使 Rf 通过 15µA 的电流。该电流来自电源，会给任何测量增加误差。因此在进行 IQ 测量之前，必须采取措施确保输出电流真的等于零。

自测试电路不是测量极低静态电流的最高效电路，因为输出必须提供反馈电流。在该实施过程中，输出必须根据增益后的电压失调 VOS 调整（并非易事），或者需要断开以上原理图中的 50Ω 电阻器，以消除反馈电流。双放大器环路可通过增加另一个放大器来达到零输出要求。精心选择低输入偏置电流环路放大器，可使输出电流产生的误差非常小。

此外，三运算放大器环路也可帮您测量 IQ，但要注意被测量器件输出端的 1MΩ 电阻器，这将成为一个问题，因为无论测量哪种参数，它总是一个寄生负载。如果测量输出负载电流，该电阻器就代表一个附加负载。此外，还必须考虑该电阻器的噪声问题，在 0.1Hz 至 10kHz 的频率下 1MΩ 电阻器的噪声为 85μVp-p。使用 100kΩ 电阻器可将噪声降低至 27μVp-p。因此，降低电阻器值可降低噪声，但被测量器件输出端的寄生电阻器负载随后会更明显。

电压失调

VOS 测试是测量运算放大器大多数其它 DC 技术参数的基础。因此要格外注意测试电路，以确保在测试其它参数时电路也能良好工作。如果没有选择好该测试配置，会影响到其它 DC 测量。

VOS 的定义方式有多种，常见方式包括：“无输入信号或无电源电阻时提供零输出电压所需的差分 DC 输入电压”（参考资料 2），或者“在任一输入端至接地的路径中无其它输入信号及电阻为零时提供零输出电压所需的差分 DC 输入电压”（参考资料 3）。另一种定义方式为“在输入偏置电流为零时在运算放大器输出端提供零电压所需的差分 DC 输入电压”，这是测量输入失调电压的理想理论方法，并不具有实践意义，因为零输入偏置电流的运算放大器并不存在。

根据以上定义，您既可将低输出、高精度、高分辨率的可变电压电源连接至运算放大器的输入端，也可调节输入电压，直到输出电压为零。那么输入失调电压就只是所应用输入电压的反选。

这种方法存在两个严重问题。在测试具有极高开环增益的运算放大器时，必须确保电压电源的分辨率小于 1 微伏才能保证获得任意程度的可重复性。此外，还必须使用迭代接近法使输出电压为零。系统中的噪声会耦合到电压电源和运算放大器中，使高速自动化测试环境下的测量和控制几乎无法实现。

图 2. 使用该电路测量电压失调 VOS。

由于理想方法的这些问题，因此在工作台测试环境下所选择的常用方法是将被测试器件放在反相增益配置中，如图 2 所示。这种方法的优势在于不仅被测试器件很稳定，而且通常不需要额外的补偿。

此外，测试电路可能还需要在非反相输入与接地之间提供一个 50Ω 电阻器，以抵消输入偏置电流。不过，对于输入偏置电流极低的运算放大器而言，该电阻器的唯一真正“贡献”就是增加噪声。对于 100pA 的器件来说，没有该电阻器时附加误差只有 0.005µV。这种抵消作用只有在偏置电流的方向和量级都相等时才起作用。

图 2 中的电路是图 1 中自测试求和点方法的简略，但没有电阻器 R1 和 R2。该电路对大多数运算放大器来说具备固有的稳定性，其通常可压倒任何潜在的不足，使之成为首选测试电路。

如果使用图 2 中的测试电路进行其它测试，其缺点就会显现。例如，图 2 中的电路会对测量 IQ 和 AOL 等其它参数产生影响。

这种未驱动的电路会导致 VOS 误差，误差值等于（VOS* 闭环增益）* AOL（单位是V/V）。该误差可能无关紧要，也可通过应用适当的 VIN 使 VOUT 为 0.0V 来降低。

可使用以下计算公式 1 调整所需输出的输出端误差补偿公式。

VOUT = (2 * ASJ + ACL - ASJ) * VOUT（理想） （公式 1）

其中 ASJ 是求和点增益，ACL 是闭环增益。

通常可在测试环路中使用一个附加放大器，如图 1 双放大器环路所示。这种配置最接近 VOS 定义的要求。被测试器件的输出保持在环路放大器至接地的 VOS 之内。如果环路放大器支持 VOS 调节，或者您可通过控制非反相输入来消除失调，就可以不管环路放大器的失调。通过这种方法，您就可使被测试器件的输出为零。在 VOUT 端测得的电压为 1001*VOS。除非有负载连接至被测试器件的输出端，否则该输出必须只提供环路放大器输入偏置电流。在测量静态电流时，这对于低 IQ 部件而言是个重要的注意事项。在前面的两款电路中，被测试器件必须将反馈电流提供给 Rf。

通过将环路放大器的非反相输入连接至可编程电压电源，便可测量运算放大器的其它性能参数，例如 AOL、输出摆幅和 CMRR。由于环路控制电压是变化的，因此被测试器件的输出会尝试与控制电压匹配。

注意，双放大器环路有以下缺点：

如果环路未得到适当补偿，电路就会振荡。您可通过与 Rf 并联一个适当的电容器来稳定环路。为环路放大器布置适当的 RC 组合也能稳定环路。我们将在以后的文章中探讨该环路补偿问题。

双放大器环路测试法的一种变化形式为三放大器环路，其可通过电流引导实现对被测试器件输出电压的控制。该环路的补偿可通过第二个环路放大器的 RC 组合进行设置。与在双运算放大器电路中一样，被测试器件的电压失调也是在 VOUT 端测量，而且 VOUT 是电压失调的 1001 倍。该电路拓扑可解决前一种电路的被测试器件输出摆幅限制问题。如果需要更大的输出摆幅，可以减小与环路控制电压串联的电阻器。

注意，三放大器环路存在如下缺点：

电源抑制比

PSRR 是电源电压变化绝对值与运算放大器输入失调电压变化的比值。简单来说，就是运算放大器在特定范围内抑制电源电压变化的能力。由于需要失调电压来完成该测量，因此您可使用现有技术来测量 VOS。图 1 中的三种测试环路都可用来完成 PSRR 测量。方法是将电源 +VS 和 -VS 设置为被测试器件的最低电源电压，并测量 1001*VOS。接下来，将电源电压设置为被测试器件的最大电压，然后再次测量 1001*VOS。公式 2 和公式 3 是 PSRR 的计算方法。

公式 2

公式 3
在使用这种方法时，有些运算放大器需要考虑其它因素。这些运算放大器有足够低的工作电压，电源的中间点（零共模电压）可超过低电源配置运算放大器所允许的最大共模电压。有些轨至轨输入器件有多个输入级，可在这种条件下平稳工作，但它们会转换至不同的输入级，导致 PSRR 计算误差。在这两种放大器中，固定共模电压可防止共模饱和或输入级转换。为 PSRR 测试的这两种测量方法保持恒定共模电压，会产生一个可在 PSRR 计算过程中抵消的错误。这些器件所需的实际共模电压将根据放大器输入级的拓扑变化而变化。

共模抑制比

CMRR 是差分电压增益与共模电压增益之比，也就是运算放大器在特定范围内抑制共模电压的能力。由于需求失调电压来完成该测量，因此您可使用现有 VOS 测量技术来测量 CMRR。

图 3. 该双放大器环路可帮助您测量运算放大器的 CMRR。

在该测试过程中，需要改变输入共模电压并测量运算放大器 VOS 的变化。最显而易见的方法是向被测试器件的非反相输入端应用共模电压。该方法需要测量系统以所应用的共模电压为参考。图 3 是双放大器环路的测试设置。

如果您希望完成相关接地的所有测量，应将非反相输入连接至接地，并以跟踪方式正向或负向移动电源，以向放大器应用有效共模电压。必须使输出处于电源的中间点，才能消除影响 CMRR 测量的 AOL 误差。公式 4 和公式 5 是 CMRR 的计算方法。

公式4

公式 5

AOL 是输出电压与差分输入电压之比。该测量需要测量多个点的输入失调电压并计算 AOL。

测量 AOL 时需要了解一下被测量运算放大器的输出行为。理想情况下，运算放大器可能一直摆动至两个电源轨。实际并非如此。AOL 在给定负载下与电轨有一定的距离。

假设输出可从 VOUT（正）摆动至 VOUT（负）。如果使输出达到 VOUT（正），被测试器件输入端的电压就将为 VOS + VIN（正）。需要额外的电压 VIN（正）将输出驱动到 VOUT（正）。相反，如果使输出达到 VOUT（负），被测试器件输入端的电压就将变为 VOS + VIN（负）。您需要测量输入端的这种变化，以实现所需的满量程输出。

使用图 1 测量 AOL 的方法是：

1. 将适当负载连接至被测试器件；
2. 根据正向摆幅的产品说明书规范，利用 VIN 强制设置 VOUT（正）；
3. 测量 V(1)，即 1001*（VOS + VIN（正））

4. 然后根据负向摆幅的产品说明书规范，利用 VIN 强制设置 VOUT（负）；
5. 测量 V(2)，即 1001 *（VOS + VIN（负））

6. 计算：

7. 用测量值替代 VIN（正）和 VIN（负）。

8. 请注意，公式中没有了 VOS。

在本系列第 1 部分《电路测试主要运算放大器参数》一文中，我们介绍了一些基本运算放大器测试，例如失调电压 (VOS)、共模抑制比 (CMRR)、电源抑制比 (PSSR) 和放大器开环增益 (Aol)。本文我们将探讨输入偏置电流的两种测试方法。选择哪种方法要取决于偏置电流的量级。我们将介绍器件测试过程中需要考虑的各种误差源。本系列的下篇文章将介绍一款可配置测试电路，其可帮助您完成本文所介绍的所有测量。

产品说明书通常为运算放大器的非反相输入与反相输入（iB+ 和 iB-）分别提供了一个偏置电流列表。这两个输入的区别就是输入失调电流 IOS。在工作台上，您可能会忍不住使用图 1a 中的电路来测试正输入偏置电流，因为该配置下的放大器很稳定，这种方式有效。

图 1.使用图 (a) 中的电路测量运算放大器非反相输入端的输入偏置电流。在图 (b) 中增加一个环路放大器，可在针对反相输入端进行测量时保持运算放大器的稳定性。图 (c) 中的电路可测量任何输入端的偏置电流。继电器可决定电路配置。

可惜，在测量负输入偏置电流时，没有保持放大器稳定性的简单方法。然而，可增加一个环路放大器保持被测试器件的稳定性，这样可使用静电计测量偏置电流，如图 1b 中的电路所示。这个电路就是在第 1 部分中我们用来测试 VOS 的双放大器测试环路，但有一个不同的连接。

我们将两个放大器的输入颠倒过来，以保持被测试器件的稳定性。虽然这种方法对工作台测试很管用，但静电计的速度太慢，不适合用于高速生产测试。我们在生产测试中使用的方法是 VOS 测试的修改方案。为了测试输入偏置电流 (IB)，我们为电路添加了继电器和电阻器（或电容器）。请见图 1c 中的电阻器 RB。

为了讨论起见，我们使用双运算放大器测试环路来描述该测试。不过，本技术同样也适合第 1 部分中介绍的两种测试环路。我们为图 1c 中被测试器件的每个输入都添加了一个继电器和电阻器。

在继电器 K2 和 K3 闭合时，我们可使用第 1 部分介绍的 VOS 测量技术测量和保存 VOUT 值。公式 1 根据 RIN、RF 和 VOS 定义了 VOUT。

公式 1

对公式 1 进行变换后，可得到用于计算 VOS 的公式 2。

公式 2

接下来，我们打开 K2，进行另一项测量，得到 VOUT(IB-)。测得的电压由被测试器件的失调电压以及流过电阻器 RB 的输入偏置电流引起，可表示为公式 3。

公式 3

我们现在可求解 iB-，等式两边同时除以 (RIN+RF)/RIN，得到公式 4。

公式 4

公式 5

然后，在公式 4 两边同时减去被测试器件的失调电压，得到公式 5。

最后，在公式 5 两边同时除以 RB，计算 IB- 的值。

公式 6

图 2.在测量小于几百微微安的偏置电流时，应在电路中使用电容器，并使用万用表测量一系列样片。

注意，使用电阻器产生电压差来测量 IB，只对低至几百微微安的偏置电流有效。我们可针对更低的偏置电流使用另一项测量技术。

对于小于几百微微安的 IB 值，我们使用电容器来替换 RB 电阻器。一旦短路继电器被打开，偏置电流就会使环路以 IC = C(dV/dt) * 环路增益的速度结合。您可通过在已知时间间隔内进行测量来计算偏置电流。这种方法可测量小于 1pA 的偏置电流。

PCB 布局对于这些真正的低 IB 电流来说非常重要。要注意减少杂散电容，因为杂散电容可能会消耗一些 IB 电流。PCB 上被测试器件输入引脚的泄漏也会导致误差，因此应在输入引脚周围创建保护环，并将保护环连接至接地。这将减少来自高电压节点的任何泄漏。从拓扑角度来看，应该采用温度稳定的低泄漏电容器替换图 1c 中的 RB 电阻器。

采用电容方法需要良好的时钟。这是因为输入偏置电流测量不仅需要打开各种电容器（连接在被测试器件的输入端）间的继电器，而且还要测量已知间隔的电压变化。我们可通过在精确确定的时间周期内测得的环路输出电压变化来计算输入偏置电流。

当电容器的继电器在 t0 位置打开，输出便开始根据偏置电流的极性以正方向或负方向结合（图 2）。编程的延迟可让电路稳定下来。然后，在 t1 位置，DMM 按已知的采样率进行采样。接下来在 t2 位置，会有另一个延迟。最后，在 t3 位置，DMM 会提取更多样片。

保持采样测量时间不变，这样就能知道 dt 的值。获得第二组样片测量的平均值，并减去第一组样片测量平均值，便可得到 dV 值或者 dt 时间内的电压变化。我们可通过电容器来计算电流，如：

方程式 7

然后，通过以下方程式计算偏置电流：

典型的误差源

如果不讨论测量过程中会遇到的误差源，那么对 VOS 测量的讨论就不完整。明显的误差是那些由 DMM 分辨率以及所选组件（尤其是电阻器）值（噪声和容差）引起的误差。更细微的误差可分为以下三个类型：

A. 热生成电动势 (emf)，由继电器接触引起

B.下列因素产生的漏电流：

C. 噪声

这里讨论的所有被测试器件配置中的典型误差源均为热生成电动势和漏电流。漏电流主要影响偏置电流测量，而热生成电动势则可影响所有低级失调电压测量。最大程度减少这些影响是确保系统功能和测量准确度的必要条件。

漏电流由表面污染以及经过组件或在 PCB 材料中的电阻式路径导致。表面污染通常可通过彻底清洁电路板来控制，但湿度可能会改变表面漏电流。其它电阻式路径可由材料的隔离电阻设置。在电阻式路径连接电源线或继电器控制型电源线时，也可能会出现漏电流。使用保护环以及支持高电平有效驱动器的闭锁继电器，可缓解一部分这类漏电路径影响。

热电动势可在继电器接触、焊点、板间引脚连接点以及其它所有测试处理器接触点和插槽中产生。例如，考虑图 1c 中的双放大器 VOS 测量电路。漏电流不会明显影响该测量。但该电路无法体现多种热电动势来源。

图 3 是热电动势误差源，标记为 VT。在室温下测量时，梯度渐变无异常。但在寒冷或炎热的环境下进行测试时，从被测试器件到电阻器和继电器的热梯度渐变会很明显。

图 3. 热电动势误差（显示为 VT）可影响测量结果。

在本系列的第 1 部分中，我们为大家介绍了三种运算放大器测试电路：自测试电路、双运算放大器环路以及三运算放大器环路。这些电路有助于测试失调电压 (VOS)、共模抑制比 (CMRR)、电源抑制比 (PSSR) 以及放大器开环增益 (Aol)。在第 2 部分中，我们集中介绍了输入偏置电流测量。现在，我们将介绍适用于自测试电路与双运算放大器测试电路的电路配置。这两种电路可通过不同的继电器配置存在于同一款电路设计中。该电路有助于您使用任何最佳方法测试给定运算放大器。

图 1 至图 13 是基本组合电路。图中说明了如何通过打开和关闭继电器来选择所需的测试。图 1 是整体测试电路。在图 2 至图 13 中，信号路径以红色显示，以便与前两篇文章中所介绍的方法进行比较。

图 1.该电路整合了用于测试运算放大器的自测试电路及双运算放大器环路.

电压失调测量（双放大器环路）

在图中所示的 K22 配置下，环路输出可直接进入模数转换器 (ADC) 或 DMM。但如果在测量过程中需要通过滤波来降低噪声，则可将 K22 关闭。R5 和 C7 的 RC 网络可过滤噪声。请根据给定测试环境选择 R5 和 C7 的值。

被测试器件每个放大器的输入失调电压都可使用以下方法测量。被测试放大器的输出由指零放大器强制变为 0.0V。此时，指零放大器会立即在被测试器件的输出端将环路输出调整为零。被测试器件的输入节点电压现在等于 VOS，因此环路输出为 1000VOS。

需要时，可将负载连接至输出端。然后，可测量被测试器件的失调。电压失调可通过以下公式计算，其中增益由 K10 设定，可以是 100 或 1000。图 2 是使用双放大器环路进行 VOS 测试的电路路径。红线是电路路径。

图 2.该电路配置有助于使用双放大器环路测量失调电压 (VOS)。

电压失调测量（自测试法）

测量方法与自测试环路相同。看看图 3，其中环路放大器配置为单位增益缓冲器，因此它不会发生振荡或进入电源轨。使用自测试环路方法测量 VOS 时，应采用这种电路配置。

图 3.这些继电器设置可选择采用自测试法测量 VOS 的电路。

正输入偏置电流（环路控制，电容法）

对于环路控制与自测试环路，请采用该系列第 2 部分介绍的电容法。图 4 是用来测量正输入偏置电流 IB+ 的测试电路。记住，输入偏置电流测试最容易引起振荡。进行测试时，一定要一直观察环路输出。

图 4.IB+ 测量电路配置使用一款双放大器环路和各种电容器。

图 5 是采用自测试电容法测量正输入偏置电流 IB+ 的配置。

图 5.IB+ 测量电路配置采用自测试和电容器方法。

图 7 中的电路有助于使用自测试电容法测量负输入偏置电流 IB-。

图 7.测量 IB+ 的电路配置使用自测试电容器法。

共模抑制比（环路控制）

要测量 CMRR，我们假设您需要为图 8 中采用电源 VS 的部件测量 VCM1 和 VCM2 电压之间的 CMRR。首先需要在 VCM1 上进行测量，将正电源编程为 +VS–VCM1，将负电源编程为 –VS–VCM1。将环路控制编程为 –VCM1。然后测量环路输出的失调电压。该测量是 CMRRA。

然后需要在 VCM2 端进行测量，将正电源编程为 +VS–VCM2，负电源编程为 -VS–VCM2。将环路控制编程为 –VCM2。然后测量环路输出端的失调电压。这是 CMRRB。

注意，总电源电压保持不变，输出保持在两个电源的中间位置。CMRR 的计算方法如下：

图 8.这款测量 CMRR 的电路配置采用双放大器环路。

共模抑制比（自测试）

对于图 9 中的自测试环路 CMRR 测试，可使用与图 8 中相同的测量和计算方法。

图 9.测试 CMRR 的电路配置采用自测试法。

电源抑制比（环路控制）

测试 PSRR 时，被测试器件的电路配置与测量 VOS 时相同。然而对于 PSRR 而言，不仅会改变电源，而且还需要测量输入失调电压的变化。此外，PSRR 也可通过闭合继电器 KA101、KA102 或 KA103 使用输出负载测量，如图 10 所示。

环路控制应设置为 0V。第一次测量时，请将 V+ 强度和 V– 强度设置为最低电源电压（VP1 和 VN1），并测量环路输出。然后将电源设置为最大电源电压（VP2 和 VN2），并测量环路输出。使用以下公式计算被测试器件的 PSRR：

电源抑制比（自测试）
采用自测试环路进行 PSRR 测试时，采用图 11 中介绍的测量和计算方法。

图 11.进行 PSRR 测试的电路配置采用自测试法。

开环增益（环路控制）

在测量开环增益时，输出电压在确定的 DC 范围内移动，需要测量输入端的 DC 变化。适当的负载可使用继电器 KA101、KA102 或 KA103 设置。随后将环路控制电压设置为所需的正输出值 VOUT1，并测量输入端电压 VIN1 的变化。然后再将环路控制电压设置为所需的负输出值 VOUT2，并测量输入端电压 VIN2 的变化。此外，被测试器件的正负输出电压也可用来测试输出摆幅。DC 开环增益的计算公式如下：

由于环路放大器可能需要将被测试器件的输出驱动至电源轨，例如 V+ 强度和 V– 强度，因此必须提供一款其共模输入范围支持处理这种电压摆幅的放大器。这也意味着环路放大器电源要远远高于被测试器件的电源。

图 12.测试 Aol 的电路配置采用双放大器环路。

开环增益（自测试）

您可通过相同的测量与计算方法，使用图 13 中的电路执行由自测试环路实现的 Aol 测试。

图 13.该开环电路配置使用自测试方法测试 Aol。

以上各图中的电路均采用机械继电器，因为它们可提供比固态继电器更低的导通电阻。可惜机械继电器不如固态继电器可靠，而且产生的热量会对灵敏测量产生影响。此外，很多继电器没有热电动势规范。应该避免使用这些产品，因为您不知道其热电动势会对测量产生多大影响。然而，具有良好热特性的继电器通常都很大。大家可获得较小的继电器，但它们需要贵金属，会增加成本。我们认为，要实现良好的测量可重复性与功能，成本增加是值得的。

除了选择接触点良好的继电器外，我们还建议使用闭锁继电器。导通时，非闭锁继电器中的线圈会发热。这些热量可增大它们所生成的热电动势。继电器电源也会加重漏电问题。如果将继电器电源连接至继电器线圈，就会在该引脚与继电器之间形成一个由 PCB 表面污染与隔离电阻以及继电器外壳导致的潜在漏电路径。图 14 是如何将继电器连接至（或断开）电源。我们建议将继电器与接地连接，而不是连接至电源高侧。

图 14.将继电器线圈连接至接地（右），而不是电源高侧（左）。

现已介绍了用来测试运算放大器基本 DC 技术参数的实用测试电路。双放大器环路的固有挑战在于稳定性，我们将在本系列的第 4 部分介绍该问题。《测量测试世界》

在前几篇文章中，我们介绍了一些基本测试技术以及设计和测试运算放大器时会出现的误差源。我们建议您在根据最后这篇文章介绍的测试电路知识及使用进行任何设想之前，先阅读一下之前的几篇文章。

本文我们将介绍使用推荐测试电路时所涉及的补偿问题。如果测试电路中的环路不稳定，那它就没有用。在测试过程中要一直监控被测试器件测试环路的输出。如果环路发生振荡，而您不知道，您可能会报告不好的结果。更糟糕的是，您可能很晚才发现，而此时纠正该问题已经更难了。

自测试补偿

以最简单的形式看，图 1 中的自测试电路实际上是一款增益为 1201 的闭环系统。如果将 R1 减小至 5kW，闭环增益就是 301。因此，它具有固有的稳定性，即使采用未经补偿、不具有单位增益稳定性的运算放大器也是如此。不过，当我们修改环路用于进行 IB 测试时，该电路会变得不稳定。因此，在配置被测试器件进行 IB 测试时应谨慎行事。您可通过在图 1 中的电阻器 RF 周围添加一个补偿电容器 (CCOMP) 来实现稳定性。

使用大型电阻器测试 IB 时，需要为每个 Ib 电阻器布置一个小电容器，以保持环路稳定（请参考之前的文章）。添加该电容器可降低电阻器噪声，但要注意在测量之前要完全充电电容器。

双放大器环路补偿

有两种方法可以补偿双放大器环路。Don Lewis 在他的一篇文章中将这两种方法描述为第 1 类及第 2 类补偿（参考资料 1）。图 2 是第 1 类测试电路的拓扑，它被认为是一种保守的双放大器环路补偿方案。正确选择 R1 和 CCOMP 将补偿环路。

图 3.反馈电阻器 RF 的电容器 CCOMP 可提供第 2 类补偿。

有几款运算放大器适合环路放大器，它们包括 OPA445、OPA454、OPA551 和 OPA627BP，但其它类似器件也没问题。表 1 针对该目的使用的任何放大器列出了重要的特性参数：

表1.第 1 类及第 2 类补偿所需的放大器特性。

被测试器件的开环增益除 VIO，可得到所有被测试器件 VIO 的测量值，但这会为被测试器件的 VOUT 精确度带来 1:1 的影响。

如果失调电压时间增益会导致环路放大器输出进入电轨，您可能需要一款电源大于被测试器件电源的环路放大器。这种情况下可能需要对被测试器件的最终性能进行微调。例如，如果最初未微调的失调电压是 20mV，那么环路放大器就需要能够支持 20V 摆动。这种问题在测量 IB 时也会出现。

指零放大器的输入共模范围是重要的考虑因素。将环路放大器的电源与共模范围进行部分结合，必须有助于实现被测试器件的轨至轨输出。您可以通过偏移被测试器件的电源来实现这一点。在环路放大器中获得额外的共模范围非常便捷。

一旦选择环路放大器，您就需要获取环路放大器和被测试器件的波特图。图 4 是 OPA551 和 OPA227 的波特图。这些波特图都是来自产品说明书的典型曲线。我们将 OPA551 作为环路放大器，将 OPA227 作为被测试器件，如图 4 中的实例所示。

(a)

(b) 图 4. (a) OPA551 和 (b) OPA227 的波特图显示了增益和相位与频率的关系。

从图 4 中的波特图可以看到，OPA551 的增益带宽 (GBW) 是 3MHz，OPA227 的增益带宽是 8MHz。OPA551 的 DC 增益大约为 125dB，OPA227 的 DC 增益大约是 160dB。

第 1 类补偿法

有了环路放大器和被测试放大器的波特图，您可以绘制出代表测试环路的波特图。可使用对数标尺方格纸手工绘制波特图来确定补偿电容器值，这种方法固然可靠，不过使用电子数据表会使该任务得到大幅简化。一旦设定好了电子数据表，再为任何新部件确定补偿值都会很轻松。

第 1 类补偿需要用到几个公式。被测试器件使用公式 1：

在 Excel 表格中应为：=20*LOG10($C$7/(SQRT(1+($A10/$C$6)^2)))，其中 $C$7 = 产品说明书中的 DC Aol，$A10 是频率，$C$6 为 3db 衰减频率。

公式 1 应该创建一个与被测试器件产品说明书中开环增益曲线匹配的曲线。您可通过调整 3dB 点来确定曲线，获得正确的带宽。

现在添加反馈曲线。这只是一条处于 60dB 位置的直线，也就是 1000 增益的反馈。如果您使用增益为 100 的测试环路，就应使用 40dB。公式 1 与 60dB 直线的交叉点是临界交点频率 fC。逼近率是每十倍频程 20dB，而且添加的任何补偿都必须保持这个逼近率。参考图 5 查看详细内容。在 Excel 表格中，只需在反馈栏中填入 60 或 40。

本实例中的临界交点频率大约是 8.6kHz。该频率 f1 应设定为 fC 的四分之一，以获得 2150Hz 的最佳环路响应。如果您将 R1选择为 10kW，可使用公式 2 来计算 CCOMP：

补偿环路放大器的公式为：公式3

在 Excel 表格中应为：= -20*LOG10(1/SQRT(1+($E$6/$A10)^2))，其中 $E$6 = 1/(2πR1CCOMP)，$A10 是频率。

在双放大器环路中，被测试器件的输出可作为输入连接至环路放大器。因此，这些运算放大器可进行级联。增益是两个放大器增益的乘积。以分贝为单位时，增益乘积就是求和。由于我们以分贝为单位，因此应将公式 1 和公式 3 相加得到两个放大器的总和。

在Excel表格中应为：=B10+C10

图 5 是 CCOMP 取 2.2nF、7.7nF 和 22nF 这三个值时的频率响应。我们选择这些补偿值可获得欠阻尼、临界阻尼和过阻尼测试环路的实例。即使环路放大器的截止频率不断增加，直到接近 fC 为止，测试环路仍然很稳定。截止频率也可降低，而且测试环路仍然很稳定。很大范围的电容器值都会使环路稳定。但要有一个对趋稳时间的权衡。如果选择的环路放大器截止频率为 fC 的四分之一，我们就可获得最佳趋稳时间，该环路就为临界阻尼。用 TINA-TI SPICE 仿真测试环路，可显示 CCOMP 的效果。

图 6 中的电路可仿真第 1 类环路响应。

对于第 2 类补偿，我们需要绘制出被测试器件和环路放大器的波特图。公式 4 至 5 相同，但一个代表被测试器件，另一个代表环路放大器。

公式 4 用于被测试器件：

在 Excel 表格中应为：= 20*LOG10($C$7/(SQRT(1+($A10/$C$6)^2)))，其中 $C$7 是被测试器件的 DC 增益，$A10 是频率，而 $C$6 则是被测试器件的 3dB 衰减频率。

公式 5 适用于补偿环路放大器：

在 Excel 表格中应为：=20*LOG10($B$7/(SQRT(1+($A10/$B$6)^2)))，其中 $B$7 是环路放大器的 DC 增益，$A10 是频率，而 $B$6 则是环路放大器的 3dB 衰减频率。

接下来绘制这两条增益曲线的总和图。

最后，使用公式 6 绘制反馈网络的曲线

接下来绘制这两条增益曲线的总和图。

最后，使用公式 6 绘制反馈网络的曲线：

在 Excel 表格中，等式为：=20*LOG10($E$7/(SQRT(1+($A10/$E$6)^2)))，其中 $E$7 是增益，$A10 是频率，而 $E$6 则是 1/(2pRFCCOMP)。
图 8 是所得到的曲线。

代表两个放大器之和的曲线以每十倍频程 20dB 的逼近率与反馈曲线相交，而且是稳定的。选择合适的 CCOMP 值，使反馈增益曲线下降并在 30dB 的位置穿过合并的放大器响应（这是两个放大器之和），这就是临界频率 fC。有宽泛的补偿值都可使环路保持稳定。图 8 不仅给出了 10pF 补偿电容器的曲线，其在 f1 处穿过合并曲线,而且还给出了 100pF 电容器的曲线，其在 f2 处穿过合并曲线。同样，我们还使用 TINA-TI SPICE 显示三个补偿电容器值的效果。

图 8. 第 2 类补偿波特图显示了不同电容器值的环路响应。

图 9 是不同补偿电容器对环路趋稳时间的影响。选择用于提供 30dB 交点频率的电容器，可获得临界阻尼响应。

图 9.第 2 类补偿的 TINA Spice 仿真结果显示：电容器可影响趋稳时间。

现在我们可以比较两类补偿的环路响应。当是临界阻尼时，第 2 类补偿可使电路在大约 27µs 内趋稳。这就意味着它的趋稳时间是 17µs，因为图 9 中环路控制在 10µs 时被改变。第 1 类补偿直到大约 450µs 时才稳定。第 2 类补偿趋稳时间要快 26 倍。即使第 2 类补偿是欠阻尼和过阻尼状态，趋稳速度也比使用第 1 类补偿快。

最后，在使用大型电阻器测量输入偏置电流时，大电阻与被测试器件输入电容的相互作用，会导致足够的相移使环路不稳定。输入偏置电流的测试电路可显示大型电阻器的电容器。正确值通常必须通过试验确定。别忘了在测量之前必须完全充电电容器。在测试进行过程中使用示波器监控测试环路，可确保所有测量的准确性和可重复性。

您可计算理想的 CCOMP 值，而不是使用波特图或 SPICE 仿真。图 10 是每种补偿类型的电容器 CCOMP 布置位置。

图 10. 第 1 类补偿在整个反馈环路上布置一个电容器。而第 2 类补偿则只在放大器 2 上布置反馈电容器。

有了 RF、RIN、RC 和 BW1（见图 10），我们可通过公式 7 计算第 1 类补偿的 CCOMP。

有了 RF、RIN、BW1 和 BW2（见图 10），我们可通过公式 8 计算第 2 类补偿的 CCOMP。

即便进行了适当补偿，两个放大器环路仍然可能会有振荡，特别是在测试 IB 时。这就是第 3 部分所介绍拓扑的实用性所在。这样，在双放大器环路出现问题时，您可使用自测试环路。而且，可使用两种不同的方法测试，其可用来验证测试功能。在不发生振荡并有足够趋稳时间的情况下，两种环路应该得到相同的结果。尽管可能似乎有些多余，但仍然有必要再次提醒一下：在测试过程中必须一直使用示波器监控测试。

开发运算放大器测试方案时，电路板布局非常重要。在我们的一种最初探测解决方案中，有一条迹线从被测试器件的输出引入到了被测试器件输入引脚的底部。该寄生电容创建了一个正向反馈回路，导致环路发生了振荡。图 11 显示了该布局错误。这个问题花了很长时间才找到。解决办法是切断电路板内层上这条松动的迹线，然后在围绕该问题连接一根蓝色跳线。因此，在审核印刷电路板 (PCB) 布局时，应多加小心，特别是在使用自动布线功能时。

图 11. 由于布局有问题，必须切断迹线，添加一根跳线。点击图片放大。